ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Коммуникация, связь, радиоэлектроника и цифровые приборы

ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ 17. Транзисторный умножитель частоты 17. Диодные умножители частоты 17. Назначение принцип действия и основные параметры Умножители частоты в структурной схеме радиопередатчика см.

Лекция 1 7 . ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ

1 7 .2. Транзисторный умножитель частоты

1 7 . 4 . Контрольные вопросы

17.1. Назначение, принцип действия и основные параметры

Умножители частоты в структурной схеме радиопередатчика (см. рис. 2.1) располагаются перед усилителями мощности ВЧ или СВЧ колебаний, повышая в требуемое число раз частоту сигнала возбудителя. Умножители частоты могут также входить в состав и самого возбудителя или синтезатора частот. Для входного и выходного сигнала умножителя частоты запишем:

(17.1)

где п — коэффициент умножения частоты в целое число раз.

Классификация умножителей частоты возможна по двум основным признакам: принципу действия, или способу реализации функции (17.1), и типу нелинейного элемента. По принципу действия умножители подразделяют на два вида: основанные на синхронизации частоты автогенератора внешним сигналом (см. разд. 10.3), в п раз меньшим по частоте (рис. 17.1,а), и с применением нелинейного элемента, искажающего входной синусоидальный сигнал, и выделением из полученного многочастотного спектра требуемой гармоники (рис. 17.1, б ).

Рис. 17.1. Умножители частоты.

По типу используемого нелинейного элемента умножители частоты второго вида подразделяют на транзисторные и диодные.

Основными параметрами умножителя частоты являются: коэффициент умножения по частоте n ; выходная мощность n -й гармоники Р n , входная мощность 1-й гармоники Р 1 , коэффициент преобразования К пр = Р n / Р 1 ; коэффициент полезного действия  = Р n / Р 0 (в случае транзисторного умножителя), уровень подавления побочных составляющих.

Недостаток умножителей частоты (рис. 17.1, а ) первого вида состоит в сужении полосы синхронизма с увеличением номера гармоники п. У умножителей частоты второго вида уменьшается коэффициент преобразования К пр с повышением п. Поэтому обычно ограничиваются значением n = 2 или 3 и при необходимости включают последовательно несколько умножителей частоты, чередуя их с усилителями.

17.2. Транзисторный умножитель частоты

Схема транзисторного умножителя частоты (рис. 17.2) и методика его расчета практически ничем не отличаются от усилителя.

Необходимо только выходную цепь генератора настроить на n -ю гармонику и выбрать значение угла отсечки  =120  / n , соответствующее максимальному значению коэффициента  n ( ). При расчете выходной цепи коэффициент разложения косинусоидального импульса по 1-й гармонике  1 ( ) следует заменить на коэффициент по n -й гармонике  n ( ). Контур в выходной цепи, настроенный в резонанс с n -и гармоникой сигнала, должен обладать удовлетворительными фильтрующими свойствами.

Рис. 17.2. Схема транзисторного умножителя частоты.

Коэффициент умножения схемы на рис. 17.2 обычно не превышает 3–4 раз при КПД, равном 10–20%.

17.3. Диодные умножители частоты

Работа диодных умножителей частоты основана на использовании эффекта нелинейной емкости. В качестве последней используется барьерная емкость обратно смещенного р - n -перехода. Полупроводниковые диоды, специально разработанные для умножения частоты, называются варакторами. При  =0,5 и  0 =0,5 В для нелинейной емкости варактора получим:

, (17.2)

где и - обратное напряжение, приложенное к p - n -переходу.

График нелинейной функции (17.2) показан на рис. 17.3.

Рис. 17.3. График нелинейной функции (17.2).

Заряд, накапливаемый нелинейной емкостью, с напряжением и током связаны зависимостями:

, (17.3)

Две основные схемы диодных умножителей частоты с варакторами приведены на рис. 17.4.

Рис. 17.4. Диодные умножители частоты с варакторами.

В схеме диодного умножителя параллельного вида (рис. 17.4, а ) имеются два контура (или фильтра) последовательного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n  сигналов. Такие контуры имеют малое сопротивление на резонансной частоте и большое - на всех остальных (рис. 17.5).

Рис. 17.5.Зависимость сопротивления контура от частоты.

Поэтому первый контур, настроенный в резонанс с частотой входного сигнала о, пропускает только 1-ю гармонику тока, а второй контур, настроенный в резонанс с частотой выходного сигнала n  , - только n -ю гармонику. В результате ток, протекающий через варактор, имеет вид:

, (17.4)

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при токе (17.4) напряжение на варакторе отлично от синусоидальной формы и содержит гармоники.

Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку.

Таким образом, с помощью нелинейной емкости в устройстве происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n  , т.е. умножение частоты.

Аналогичным образом работает вторая схема умножителя частоты последовательного вида (рис. 17.4, б ), в которой имеется два контура (или фильтра) параллельного типа, настроенные в резонанс соответственно с частотой входного  и выходного n  сигналов. Такие контуры имеют большое сопротивление на резонансной частоте и малое - на всех остальных. Поэтому напряжение на первом контуре, настроенном в резонанс с частотой входного сигнала  , содержит только 1-ю гармонику, а на втором контуре, настроенном в резонанс с частотой выходного сигнала n  , - только n -ю гармонику. В результате напряжение, приложенное к варактору, имеет вид:

, (17.5)

где U 0 - постоянное напряжение смещения на варакторе.

Поскольку емкость варактора (17.2) есть нелинейная функция, то согласно (17.3) при напряжении (17.5) ток, протекающий через варактор, отличен от синусоидальной формы и содержит гармоники. Одна из этих гармоник, на которую настроен второй контур, проходит в нагрузку. Таким образом, с помощью нелинейной емкости в схеме происходит преобразование мощности сигнала с частотой  в сигнал с частотой n  , т.е. умножение частоты.

Варакторные умножители частоты в ДЦВ диапазоне при n =2 и 3 имеют высокий коэффициент преобразования К пр = P n / P 1 = 0,6…0,7. При больших величинах п в СВЧ диапазоне значение К пр уменьшается до 0,1 и ниже.

17.4. Контрольные вопросы

1. Каким образом осуществляется умножение частоты колебаний?

2. Нарисуйте схему транзисторного умножителя частоты.

3. Поясните, почему с помощью нелинейной емкости можно производить умножение частоты колебаний.

4. Нарисуйте схемы диодного умножителя частоты последовательного и параллельного типа. В чем состоят различия между ними?

Довольно часто при построении схем разнообразных генераторов и синтезаторов частот возникает необходимость в преобразовании сигналов одной частоты в сигналы большей частоты. Это можно сделать при помощи описанных в разделе Смесители схем смесителей (обеспечив преобразование вверх). Однако, когда требуется кратное преобразование (в два, три и более раз), удобнее и эффективнее использовать схемы так называемых умножителей частоты . Как следует из названия, такие схемы обеспечивают кратное преобразование (умножение) частоты входного сигнала.

Диодные умножители частоты характеризуются рядом положительных черт, которые обусловливают довольно широкое применение таких устройств (особенно на высоких и сверхвысоких частотах). К наиболее важным относятся: низкий уровень тепловых и фазовых шумов, способность работать на очень высоких частотах (вплоть до частот субмиллиметрового диапазона), а также относительная простота конструкции.

В настоящее время на практике применяется три принципиально отличающихся методики умножения частоты в диодных умножителях:

• варакторное умножение (умножение на нелинейной емкости);
• удвоение на схеме двухполупериодного выпрямления;
• диодное преобразование формы импульсов с последующим выделением нужной гармоники.

Работа умножителей частоты характеризуется рядом параметров: коэффициент умножения , входная (\(P_{вх}\)) и выходная (\(P_{вых N}\)) мощности , КПД (\(\eta = P_{вых N}/P_{вх}\) , иногда его называют эффективностью умножителя или коэффициентом передачи по мощности ), полоса рабочих частот и т.д.

Варакторные умножители частоты - это устройства, главным рабочим элементом которых является умножительный варикап (варактор) - полупроводниковый диод, который используется как нелинейная емкость с малыми потерями. Преобразование частоты происходит за счет искажения формы сигнала на нелинейно зависящей от напряжения емкости варактора и последующего выделения нужной гармонической составляющей. Структурные схемы двух основных типов варакторных умножителей представлены на рис. 3.6-35.

Рис. 3.6-35. Последовательная (а) и параллельная (б) структурные схемы варакторных умножителей частоты

Эти структурные схемы содержат: источник входного сигнала, варактор, нагрузку и фильтры \(Ф1\), \(Ф2\). Фильтры служат для фильтрации гармоник в нагрузке и источнике входного сигнала, а также для согласования нагрузки и источника с варакторным умножителем. Первый фильтр \(Ф1\) настраивается на частоту входного сигнала (это может быть, например, фильтр нижних частот с частотой среза незначительно превышающей частоту входного сигнала), а второй фильтр \(Ф2\) - на частоту нужной гармоники (это должен быть достаточно узкополосный полосовой фильтр, точные требования к полосе пропускания обоих фильтров определяются спектром умножаемого сигнала). При таких характеристиках через варактор протекают лишь две гармоники тока (конечно, любые реальные фильтры неидеальны, поэтому на самом деле будут присутствовать и все другие гармоники, но они будут существенно подавлены).

Мощность сигнала, подведенная к умножителю, частично теряется в варакторе и фильтрах. Некоторая доля преобразованной мощности рассеивается в элементах схемы. Поэтому коэффициент передачи по мощности варакторных умножителей частоты меньше единицы. Обычно стремятся получить максимальные выходную мощность и КПД, т.е. добиться режима, оптимального по энергетическим показателям.

Варакторные умножители находят наибольшее применение в диапазоне СВЧ (сантиметровые, миллиметровые и субмиллиметровые длины волн). Их основное достоинство состоит в том, что с их помощью могут быть созданы достаточно мощные генераторы на те диапазоны частот, в которых нельзя добиться приемлемых параметров от генераторов на диодах Ганна или лавинно-пролетных диодах (например, ввиду невозможности непосредственной генерации диода Ганна или лавинно-пролетного диода на нужной частоте или ввиду повышенного уровня шумов генераторов на ЛПД).

В реальных умножителях сантиметрового диапазона (по выходной частоте) при коэффициенте умножения равном двум достигается КПД порядка 60...70 %. При увеличении коэффициента умножения КПД падает, так в утроителях он уже не превышает 40...50 %, а в умножителе частоты на восемь падает до 10...12 %. Указанные значения могут быть несколько увеличены при применении ряда специальных методик, таких как: работа в режиме с частичным отпиранием варактора и введение дополнительных (т.н. “холостых ”) контуров в схему умножителя (рис. 3.6-35).

В обычном умножителе варактор все время находится в режиме обратного смещения (цепи задания режима по постоянному току на рис. 3.6-35 не показаны), причем, с точки зрения уменьшения потерь в варакторе, выгодно максимально увеличивать напряжение смещения вплоть до уровня, граничащего с напряжением пробоя. Снижение потерь, казалось бы, означает большую выходную мощность и КПД умножителя. Тем не менее, это не всегда так - очень важен характер вольт-фарадной характеристики \(C(U)\) применяемого варактора. Дело в том, что нелинейность именно этой характеристики является основополагающим физическим эффектом, лежащим в основе работы варакторного умножителя. Так, например, если зависимость емкости диода от приложенного обратного напряжения близка к квадратичной, то наиболее эффективным будет применение такого диода в удвоителях частоты, а если степень нелинейности выше, то он неплохо справится и с умножением на больший коэффициент. Но самым важным является не характер, а глубина данной нелинейности, т.е. абсолютные величины коэффициентов \(b, c, d, ... \) в формуле, отражающей разложение зависимости \(C(U)\) в ряд Тейлора: \(C(U) = C_0 + aU + bU^2 + cU^3 + ... \). Усилить нелинейность удается в режиме с частичным открыванием \(p\)-\(n\)-перехода варактора .

Если варактор в течение всего периода входного сигнала закрыт, то для умножения частоты используется только барьерная емкость перехода. При открывании диода к барьерной добавляется диффузионная емкость, которая меняется от напряжения значительно сильнее, и вольт-фарадная характеристика становится более нелинейной. Однако при открывании существенно возрастают потери за счет прямого тока диода. Таким образом, существует некий критерий, определяющий возможность использования режима с частичным открыванием в том либо ином варакторном умножителе частоты. Данный критерий определяется исходя из частотных свойств варактора и частот входного и выходного сигналов. Дело в том, что в функционирующем в режиме с частичным открыванием варакторе с увеличением частот сигналов будет изменяться характер потерь. При малых частотах преобладающими будут рекомбинационные потери, с увеличением частоты они падают, но существенными становятся потери инерционные. В некотором диапазоне частот оба вида потерь могут оказаться достаточно малы, и как следствие - общая добротность варактора превысит единицу, что и обусловливает целесообразность применения режима с частичным открыванием. Граничные частоты оцениваются следующими соотношениями: \(f_{вх} > 1/\tau_{эфф}\), \(f_{вых N} < 1/\tau_{выкл}\), где \(f_{вх}\), \(f_{вых N}\) - частоты входного и выходного сигналов, \(\tau_{эфф}\) - эффективное время жизни неосновных носителей в базе диода, \(\tau_{выкл}\) - время выключения диода.

В высокочастотных варакторах применяются специальные меры по снижению \(\tau_{выкл}\), которое может составлять десятые доли наносекунд. Для этого уменьшают толщину базы и выполняют ее с неравномерной концентрацией примесей (см. Диоды с накоплением заряда).

Методика дополнения варакторного умножителя так называемыми холостыми контурами позволяет увеличить КПД для умножителей с коэффициентом умножения больше двух. Она основана на дополнительном преобразовании на том же варакторе сигнала 2-й, 3-й... гармоники в полезный выходной сигнал. Пояснить сказанное можно на примере утроителя с дополнительным контуром, настроенным на 2-ю гармонику. Если схема включения данного контура такова, что он не является нагрузкой для 2-й гармоники (работает на холостом ходу), т.е. потери на этой гармонике будут малы (отсюда и название - утроитель с холостым контуром, настроенным на 2-ю гармонику), то взаимодействие колебаний 1-й и 2-й гармоник на нелинейной емкости будет приводить к преобразованию части мощности 2-й гармоники в мощность 3-й.

При увеличении выходной мощности за счет холостого контура растет и мощность потерь - ведь теперь в диоде рассеивается мощность трех составляющих тока, а не двух, как в простом умножителе. Несмотря на это, КПД может увеличиться, если выходная мощность возрастает в большей мере, чем потери. На практике для утроителя с холостым контуром на 2‑ю гармонику достижим КПД порядка 70% вместо обычных 40...50 %. В умножителях большей кратности возможно применение нескольких холостых контуров, однако их реализация на сверхвысоких частотах существенно усложняет конструкцию и настройку умножителя при незначительном росте его эффективности. Поэтому обычно ограничиваются одним, реже - двумя холостыми контурами.

Описанное выше варакторное умножение частоты относится к классическому, используемому сравнительно давно и часто способу выделения гармоник на нелинейном элементе. Основные достоинства и недостатки данного метода следующие:

• возможность генерации существенных мощностей на частотах, которые являются рекордно высокими для любых полупроводниковых генераторов СВЧ;
• высокий КПД, особенно в режиме с частичным открыванием и при введении холостых контуров;
• поскольку варакторные умножители являются резонансной системой им свойственна узкополосность и трудность перестройки по частоте;
• при работе на низких частотах резонансная система становится слишком громоздкой, а требуемая для выделения нужной гармоники добротность реализуется с трудом.

В последнее время все большее распространение получают умножители частоты, в которых резонансный способ выделения гармоник не используется. Одной из разновидностей являются умножители, основанные на эффекте удвоения частоты на схеме двухполупериодного выпрямления .

Для двухполупериодного выпрямителя характерно, что частота пульсаций выходного напряжения в два раза превышает частоту входного напряжения (анализ работы таких выпрямителей приведен в разделе Выпрямители). Именно это свойство используется при работе удвоителей частоты. На рис. 3.6-36, 3.6-37 приведены схемы двух простых удвоителей, основанных на двухполупериодной схеме выпрямления со средней точкой и на мостовой схеме.

Рис. 3.6-36. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя со средней точкой

Рис. 3.6-37. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя

В приведенных схемах удвоителей могут применяться диоды самых различных типов (кремниевые, германиевые или арсенид-галлиевые диоды с \(p\)-\(n\)-переходом, диоды с накоплением заряда , диоды с переходом Шоттки , СВЧ диоды), параметры этих диодов будут полностью определять частотные и мощностные свойства удвоителя. Например, использование диодов с барьером Шоттки, которые имеют малое прямое падение напряжения, позволяет подавать на вход достаточно слабые сигналы, а если использовать диоды СВЧ, то и рабочий диапазон устройства смещается в область сверхвысоких частот (рабочий диапазон частот определяется также частотными свойствами трансформаторов).

В качестве трансформаторов на входе и выходе умножителя могут использоваться обыкновенные резонансные контуры, однако наилучшие параметры достижимы при применении широкополосных симметрирующих трансформаторов аналогичных тем, которые используются в широкополосных диодных смесителях . Такие трансформаторы обеспечивают лучшее согласование по входу и выходу, а также обладают высокой широкополосностью, что позволяет применять удвоитель частоты для сигналов очень широкого диапазона частот без какой-либо перестройки. Существует много вариантов включения широкополосных трансформаторов, правильный выбор позволяет обеспечить требуемый для конкретного устройства входной импеданс. На рис. 3.6-38, 3.6-39 приведен ряд примеров удвоителей частоты с широкополосными трансформаторами.

Рис. 3.6-38. Удвоитель частоты на основе мостового выпрямителя с широкополосными симметрирующими трансформаторами (коэффициент трансформации 1:4 или 1:1)

Рис. 3.6-39. Удвоитель частоты на основе двухполупериодного выпрямителя с широкополосным симметрирующим трансформатором (коэффициент трансформации 1:4) на входе

Заметим, что в схеме на рис. 3.6-39 выходной трансформатор отсутствует, его заменил дроссель \(L1\). Это практически не оказывает влияния на параметры умножителя, зато упрощает его конструкцию.

При необходимости обеспечить умножение частоты в 4, 8 и т.д. раз удвоители на схемах выпрямления могут включаться последовательно. При этом, однако, следует иметь в виду, что их КПД не очень высок (порядка 20 % для двухдиодного удвоителя). Поэтому между каскадами удвоения, как правило, включаются промежуточные усилительные каскады.

Таким образом, основными свойствами удвоителей на схемах двухполупериодного выпрямления являются:

• простота построения и высокая широкополосность, особенно при применении широкополосных согласующих трансформаторов;
• отсутствие громоздких резонансных систем, что позволяет выполнять удвоители компактными и использовать на низких частотах;
• низкий КПД и, как следствие, необходимость в промежуточном усилении при многокаскадном включении.

Кроме двух описанных выше методик для умножения частоты могут применяться самые разнообразные схемы, которые работают по принципу изменения формы входного синусоидального сигнала на цепи с существенными нелинейными свойствами и последующим выделением нужной гармоники . Такой принцип очень близок к варакторному умножению частоты, в основе которого также лежит нелинейная цепь (варактор), однако он обеспечивает гораздо меньший КПД, поскольку типовые ключевые цепи, обеспечивающие изменение формы сигнала, обычно характеризуются достаточно высокими потерями, а реализуемый ими характер нелинейности вызывает появление слишком большого числа разнообразных гармоник. Основным же достоинством данных умножителей является простота принципиальной схемы и настройки. Также как и варакторные умножители, умножители с изменением формы сигнала являются резонансными устройствами и при изменении частоты должны подвергаться перестройке.

Пример схемы простого утроителя построенного по описанному принципу приведен на рис. 3.6-40.

Рис. 3.6-40. Утроитель частоты 10/30 МГц на диодах

Также как и в описанных выше умножителях на выпрямляющих схемах, большинство параметров данного умножителя определяются типом применяемых в нем диодов. Оптимальным обычно является выбор диодов с барьером Шоттки соответствующей мощности.

Принцип работы схемы состоит в следующем. Входной фильтр \(L1\), \(C1\) обеспечивает согласование импеданса следующего за ним диодного преобразователя с выходом предыдущего каскада, кроме этого, он предотвращает проникновение высокочастотных гармоник сигнала на вход умножителя. Диодный преобразователь \(VD1-VD4\), \(L2\) служит для преобразования входного синусоидального сигнала в прямоугольный. Выходные цепи \(C2\), \(L3\), \(C3\), \(L4\) выделяют из прямоугольного сигнала нужную гармонику и обеспечивают согласование импедансов на выходе умножителя. Очень важным достоинством данной схемы является уникально низкий фазовый шум, что может быть решающим фактором для некоторых случаев применения умножителей частоты.

Если провести математический анализ простого прямоугольного сигнала, окажется, что в нем присутствуют только гармоники с нечетными номерами (1-я, 3-я, 5-я, 7-я и т.д.). Таким образом, приведенная на рис. 3.6-40 схема при соответствующей настройке резонансных контуров может использоваться для умножения частоты на 3, 5, 7, ... . Для обеспечения четного умножения необходимо другое преобразование формы сигнала, например, в сигнал треугольной формы. Следует иметь в виду, что с повышением коэффициента умножения существенно снижается и без того достаточно невысокий КПД умножителя частоты.

Схема еще одного простого умножителя частоты приведен на рис. 3.6-41. Его работа также основана на преобразовании формы синусоидального сигнала в прямоугольный сигнал с последующим выделением нечетной гармоники.

УДВОИТЕЛЬ ЧАСТОТЫ ИМПУЛЬСОВ

В радиолюбительской практике нередки случаи, когда требуется умножитель входной частоты импульсной последовательности на постоянный коэффициент, в частности удвоитель чвстоты. Твк, в автомобильном тиристорном блоке электронного зажигания с импульсным накоплением энергии удвоитель частоты позволяет использовать трансформатор меньших габаритов, в цифровом тахометре при низкой частоте вращения вала двигателя он позволяет уменьшить время счета и т. п.

Такие удвоители, срабатывающие по фронту и по спаду входных импульсов, реализуют обычно с применением логических элементов ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ. Описываемый ниже удвоитель собран на более распространенных элементах ИЛИ- НЕ и И-НЕ. В нем предусмотрена возможность раздельного регулирования длительности выходных импульсов при срабатывании как по фронту, так и по сладу входного импульса высокого уровня. Форма входных импульсов может быть любой, однако предпочтительнее прямоугольная, с крутыми фронтом и спадом. Амплитуда импульсов должна соответствовать логическим уровням применяемых микросхем (обычно в пределах допуска на напряжение питания).

На рис. 1 показана схема удвоителя на двух элементах ИЛИ-HE, а на рис. 2 - графики напряжения в его характерных точках. В начальный момент конденсатор С1 разряжен, а С2 - заряжен почти до При появлении входного импульса высокого уровня конденсатор С1 заряжается через резистор R1, а С2 - быстро разряжается через диод VD2 и выход элемента DD1.1.

При уменьшении напряжения UC2 до порогового уровня U на выходе элемента D01.2 появляется импульс высокого уровня, оканчивающийся в момент увеличения напряжения Ucl до порогового. Таким образом, продолжительность выходного импульса определяется разницей между временем зарядки t конденсатора С1 и временем разрядки С2 (время задержки tj* элемента можно не учитывать ввиду его относительной малости).

Прямое сопротивление диода и сопротивление открытого входа элемента малы, поэтому в большинстве случаев ими можно тоже пренебречь. В результате длительность т ^ при срабатывании по фронту входного импульса равна примерно 0,7R1C1 "Р" Un<*= 0,5U^.

При спаде входного импульса конденсатор С1 разряжается через диод VD1 и выход входного формирователя (или контакты S1 переключателя, показанные на рис. 1 штриховыми линиями), а конденсатор С2 заряжается через резистор R2. Длительность т ^ при срабатывании по спаду входного импульса равна 0.7R2C2.

Удвоитель на двух элементах И-НЕ (К561ЛА7) отличается от описанного тем, что диоды в нем включены в обратном направлении. Длительность выходных им-

ВВ1 К17БЛЕ5

I tiOP fTT"^ " Срабатывай

ие no фронту

I . -гп 3 I | Срабатывание по спаду

J ?бых

d то_ _ и//./ (5) о_ _ ШЛ К155ЛАЗ; VB2 Д9К

пульсов при срабатывании по фронту и по спаду входного импульса высокого уровня определяется соответственно постоянными времени цепей R2C2 и R1C1. При R1=R2=680 кОм и С1=С2=1000 пф длительность выходных импульсов низкого уровня равна 500 мкс.

При работе удвоителя от механических контактов длительность выходного импульса должна превышать длительность их «дребезга», иначе возможны сбои. Иза разницы значений времени зарядки и разрядки конденсаторов (могут отличаться в 10...1000 раз) после первого же переключения логический элемент останется в этом состоянии до конца выходного импульса.

Времязадающие конденсаторы можно подключать не к минусовому, а к плюсовому проводу питания. При этом фазы зарядки и разрядки конденсаторов меняются местами, а графики напряжения остаются без изменений.

Удвоители можно соединять последовательно, тогда выходная частота будет в 2" раз больше входной (п - число удвоителей). Постоянная времени каждого последующего удвоителя должна быть вдвое меньше, чем предыдущего.

Удвоители могут быть реализованы на микросхемах структуры КМОП серий К176, К561, 564. Диоды - маломощные кремниевые импульсные с малым обратным током, например, серий КД520-КД522. Времязадающие конденсаторы - керамические КМ6 или аналогичные.

Описанный удвоитель можно реализовать и на микросхемах ТТЛ. При использовании элементов ИЛИ-HE времязадающие резисторы следует исключить. Конденсаторы будут заряжаться через входное сопротивление R^ логического элемента, равное 2,8...40 кОм в зависимости от серии микросхемы, а разряжаться - через диод и открытый выход элемента. Длительность выходных импульсов высокого уровня определяет емкость соответствующего конденсатора - примерно 0, ЗЗИ^С. Диоды следует применять германиевые, с малыми прямым напряжением и обратным током, например, серий Д9, Д310, ГД402.

Удвоитель на элементах И-НЕ (рис. 3) по схеме и работе не отличается от его прототипа на элементах структуры КМОП. Однако этому варианту присущи недостатки. Так, конденсатор заряжается через выход элемента, выходное сопротивление которого в состоянии 1 в несколько раз больше, чем в состодаии 0. Сопротивление времязадающего резистора должно быть больше выходного сопротивления элемента, но не должно превышать 0,2Rro. В результате снижается интервал изменения длительности твы>1 повышается время задержки и, как следствие, ухудшаются четкость переключения элемента и защита от «дребезга» контактов.

Длительность выходных импульсов низкого уровня удвоителя - (1,1...1,2) RC. Графики напряжения в характерных точках удвоителя на элементах И-НЕ показаны на рис. 4.

Б. РОВКОВ

г. Харьков, Украина

Цепи фазовой подстройки частоты часто используются для умножения частоты. Раньше для этой цели использовались схемы генераторов гармоник с последующим выделением соответствующей гармоники узкополосным фильтром.

Намного лучше для этой цели подходит схема фазовой автоподстройки частоты. В этой схеме относительно просто можно изменять коэффициент умножения схемы изменением коэффициента деления в цепи обратной связи. Для умножения частоты используется либо цифровая, либо полностью цифровая схема фазовой автоподстройки частоты.

Умножители частоты в настоящее время обычно используются для увеличения внутренней тактовой частоты больших интегральных микросхем. В этих микросхемах цифровая схема фазовой автоподстройки частоты получила название аналогового умножителя тактовой частоты, а полностью цифровая схема ФАПЧ получила название цифрового умножителя частоты.

Для увеличения тактовой частоты цифровых микросхем чаще используется полностью цифровая схема умножения частоты, а для смешанных схем или схем, предназначенных для цифровой обработки сигналов предпочтительнее использование аналогового умножителя частоты. Это связано со спектральной чистотой выходного сигнала. Аналоговая схема обеспечивает более стабильное колебание, но при этом медленнее выходит на рабочий режим.

Пример принципиальной схемы аналогового умножителя тактовой частоты приведен на рисунке 1.

Рисунок 1. Принципиальная схема аналогового умножителя частоты.

В этой схеме опорный генератор с кварцевой стабилизацией частоты реализован на логических элементах D4 и D6. Генератор, управляемый напряжением, реализован на элементах D1 и D3. Учитывая, что это RC-генератор, он обладает очень большим диапазоном перестройки частоты. В качестве регулировочного элемента использован полевой транзистор VT1. Он может изменять сопротивление канала в пределах нескольких тысяч. (Во столько же раз будет перестраиваться и частота ГУН.) Фазовый компаратор реализован на микросхемах D7, D8 и D10. Полосу захвата цепи фазовой автоподстройки определяет фильтр низкой частоты, реализованный на конденсаторе C4.

Данный умножитель частоты допускает только шестнадцать ступеней регулировки тактовой частоты. Код, определяющий коэффициент умножения вводится через упрощенный последовательный порт,собранный на сдвиговом регистре D2. В зависимости от кода частота на выходе изменяется в 16 раз.

В более сложных схемах умножителей частоты вводятся делители между опорным генератором и фазовым компаратором. Это позволяет реализовывать дробные коэффициенты умножения частоты.