Обратная связь бывает положительной (ПОС) и отрицательной (ООС). Положительная обратная связь увеличивает и превращает его в Шмитта (см. том I). уменьшает коэффициент усиления и переводит ОУ в линейный режим - в аналогового сигнала.

Рис. 1.27. Усилители с ООС: а - неинвертирующий; б - инвертирующий; в - с разделительными конденсаторами; г - подключение низкоомной нагрузки к усилителю с двуполярным питанием; д - повторитель; е - с большим входным сопротивлением; ж, з - мощный ОУ с последовательным включением мощных транзисторов

Рис. 1.27. Усилители с ООС:

и - мощный ОУ с параллельным включением мощных транзисторов; к - мощный ОУ с высоковольтным питанием; л - этих резисторов (обычно R1 = R2 = 10…1000 кОм) напряжение в средней точке равно половине напряжения питания. С1 - фильтрующий, он нужен для уменьшения выходного делителя (т. е. для улучшения работы усилителя). Его емкость определяется из выражения Cl х R = 0,5…2, где С1 - емкость конденсатора С1 в микрофарадах, a R - одного из резисторов R1 или R2 (R1 = R2) в мегаомах.

Преимущество повторителя на ОУ - огромное входное , т. е. он практически не потребляет ток от источника сигнала. Входное повторителей на ОУ с биполярными транзисторами на входе достигает единиц-сотен гигаом, т. е. примерно такое же, как и у плохой изоляции. Входное на входе измерить почти невозможно - оно достигает хорошей изоляции и в тысячи-миллионы раз больше, чем у ОУ на биполярных транзисторах. Недостаток повторителей на основе широко распространенных и дешевых ОУ - значительная входная емкость. Она обычно не превышает 5 пФ, но на частоте 100 кГц (и, соответственно, входное повторителя) такого конденсатора равно 400 кОм. У высокочастотных и некоторых прецизионных, а также специальных буферных и измерительных ОУ входная емкость в тысячи раз меньше.

Резистором R, производится балансировка ОУ - с его помощью, при нулевом напряжении на входе, стрелка прибора Р1 устанавливается в нулевое положение. При использовании в схеме прецизионных ОУ этот необязателен.

На элементах Rl, R2, С1 собран делитель - напряжения питания, напряжение в точке соединения этих элементов равно половине напряжения питания. С1 - необязателен, на работу он практически не влияет. Но убирать его нежелательно - может возникнуть самовозбуждение на высоких частотах.

При изменении входного напряжения изменяется ток, протекающий через цепочку R fl0I] -Р1, из-за этого изменяется напряжение в средней точке делителя напряжения. Но так как сигнал (напряжение) на вход подается именно относительно этой самой средней точки (один из входов соединен с нею), то на точности измерения напряжения это не отразится: например, при напряжении на входе, равном 1,0 В, напряжение на цепочке R non -Pl будет равно 1,0 В, независимо от напряжения в средней точке. Но это лишь в том случае, если напряжение питания контролируемой не от напряжения питания , т. е. должен питаться от своей батарейки (аккумулятора).

Давайте теперь подадим на вход ОУ положительную полуволну входного сигнала. На выходе ОУ появится положительное напряжение - оно уменьшится до нуля только тогда, когда на инверсном входе ОУ напряжение по величине станет равным напряжению на прямом (в этом и заключается принцип действия ОУ). Для того чтобы напряжение на выходе увеличилось, внутри ОУ (см. рис. 1.25, а) должен открыться , подключенный к выводу «+U» (VT1 на рис. 1.25, а). То есть в этом случае выводы 2 и 6 ОУ замыкаются, и ток течет через последовательно соединенные R4 и R6, и падение напряжения на резисторе R4 увеличивается (а на резисторе R5 - уменьшается; но не более чем в 2…3 раза). В какой-то момент времени падение напряжения на резисторе R4 увеличивается до значения, при котором VT1 начинает открываться - он как бы «помогает» ОУ увеличивать напряжение на выходе усилителя, при этом через на динамик (нагрузку) течет ток, примерно в Ь 2|э раза больше, чем через ОУ, - то есть тем самым обеспечивается усиление выходного тока сравнительно маломощного ОУ мощными транзисторами.

Как только напряжение на обоих входах ОУ, за счет ООС, сравняется, напряжение на выходе усилителя (на нагрузке) зафиксируется и перестанет изменяться. При этом через нагрузку будет протекать некоторый ток и, соответственно, через R4 и R6 также будет протекать ток, примерно в h 2 l 3 раза меньше выходного. VT1 будет приоткрыт, и при малейшем увеличении/ уменьшении напряжения на входе протекающий через него ток тоже будет увеличиваться/уменьшаться. При резком уменьшении входного напряжения (что типично для звукового сигнала) напряжение на выходе, возможно, не будет поспевать за входным - в таком случае увеличится падение напряжения на резисторе R5 (т. к. на ОУ всегда всеми силами пытается сравнять напряжения на прямом и инверсном входах) и VT2 «поможет» выходному напряжению уменьшиться.

Коэффициент усиления по току транзисторов VT1 и VT2 в этой схеме не превышает 5… 10 раз - из-за шунтирования базового перехода резисторами R4 и R5. Если нужен больший коэффициент усиления, VT1 и VT2 желательно заменить составными (как на рис. 1.27, з), но при этом убирать и даже изменять номинал резисторов R4 и R5 нельзя (почему, см. выше). В таком случае, даже при использовании маломощных ОУ, можно получить на выходе значительный ток.

В свое время я изготовил немало усилителей по схеме на рис. 1.27, и, потому хочу дать несколько полезных советов:

Резистор R6 можно закоротить - особенно если используются одинарные мощные (я предпочитаю составные). При этом улучшится работа усилителя, но увеличится нагрев корпуса - радиатор на нее обязателен. Если у вас нет специального радиатора, то можно попросту приклеить сверху на микросхему несколько металлических пластин - чем больше их площадь, тем лучше.

Усилитель развивает мощность до 70 Вт. Проверить, может ли ваш ОУ работать при столь высоком напряжении, можно следующим образом: базы обоих транзисторов, а также нагрузка к схеме не подключаются, все остальное собирается по рис. 1.27, и, включается (через R4 и R5!) напряжение питания и измеряется падение напряжения на R4, R5. Если оно не превышает 0,3 В - все нормально.

При напряжении питания ±28 В и более все ОУ сгорали. Если же вам нужно, чтобы ОУ работал и при столь высоком напряжении, питание на него нужно подавать через (рис. 1.27, к; цепи коррекции и ООС подключаются так же, как и на рис. 1.27, и). Напряжение стабилизации у обоих стабилитронов должно быть одинаковым и таким, при котором напряжение питания ОУ не превышает 25 В (например, U ni)T = ±32 В, U CT = 32 – 25 = 7 В).

Как известно, падение напряжения на стабилитроне весьма слабо от протекающего через него тока. Именно благодаря этому эффекту они и пригодны для использования в таком усилителе: благодаря им напряжение питания ОУ ограничивается на безопасном для него уровне, а , включенные по схеме , полностью открыты уже при падении на базовом резисторе напряжения всего 1…2 В - это гораздо меньше напряжения питания ОУ.

Недостатки такого усилителя:

1. Все , даже самые лучшие, очень сильно шумят (т. е. их напряжение стабилизации, при неизменном протекающем токе, хаотически колеблется около некоторого «среднего» уровня), поэтому и собранный шумит сильнее, чем такой же, но без стабилитронов (и с более низким напряжением питания). Для борьбы с шумом параллельно стабилитронам можно включить электролитические емкостью несколько единиц…десятков , но из-за этих конденсаторов сразу после включения напряжения питания напряжение на выводах питания ОУ повысится до опасных для него значений ( разряженного конденсатора близко к нулю) и ОУ может выйти из строя.

2. Так как напряжение на коллекторах транзисторов может быть больше напряжения на выходе ОУ, последний может выйти из строя (ток течет через R6). От этой беды можно застраховаться, если правый по схеме вывод резистора R6 соединить не с коллекторами транзисторов, а с общим проводом. При этом сопротивление сопротивлением около 100 Ом.

3. Напряжение стабилизации стабилитронов не должно превышать 10 В: чем оно выше, тем больше шансы, что в один прекрасный момент ваш усилитель самопроизвольно выйдет из строя.

Амплитуда выходного напряжения у этой не от напряжения питания ОУ и, так же как и у на рис. 1.27, и, может достигать U nHT – 0,7 В (по модулю). При использовании составных транзисторов она примерно на 0,5 В меньше.

В этих схемах (рис. 1.27, и; 1.27, к) также можно использовать и с изолированным затвором (VT1 - р-канальный, VT2 - η-канальный). Каких-либо заметных преимуществ у такого усилителя, по сравнению с усилителем на биполярных транзисторах, нет. Настроить его сложнее, поэтому приводить его схему здесь я не буду. Если у вас нет достаточного опыта работы с полевыми транзисторами и усилителями на их основе, не пытайтесь нарисовать его схему самостоятельно.

Конденсатор С2 заряжается через последовательно соединенные R3, R4. Как только напряжения на обоих входах сравняются, напряжение на выходе ОУ уменьшится до напряжения на прямом входе (т. е. до половины напряжения питания) и, в отсутствие входного сигнала, будет поддерживаться на этом уровне. При подаче на вход усилителя высокочастотного сигнала напряжение на выходе также будет изменяться; но, так как емкость конденсатора С2 довольно велика, напряжение на его обкладках значительно измениться за время одного полупериода усиливаемого сигнала не успеет, поэтому можно считать, что напряжение на левом по схеме выводе резистора R3 неизменно и равно половине напряжения питания. В таком случае коэффициент усиления по напряжению усилителя равен отношению резистора R4 к сопротивлению резистора R3.

При использовании конденсатора С2 слишком малой емкости коэффициент усиления усилителя на низких частотах будет меньше, чем на высоких, и в крайнем случае (емкость конденсатора С2 равна нулю, то есть его вообще нет) коэффициент усиления равен единице (эта превращается в , аналогичный изображенному на рис. 1.27, д). Связано это с тем, что в таком случае напряжение на выводах конденсатора при изменении сигнала на выходе будет колебаться в значительных пределах, из-за чего низкочастотная составляющая сигнала будет «сглаживаться».

Для примера на рис. 1.31 изображены графики входного (рис. 1.31, а) и выходного (рис. 1.31,6) сигнала такого «усилителя». На рис. 1.31, а прекрасно видна низкочастотная составляющая входного сигнала, и при усилении такого сигнала «правильным» усилителем она будет столь же прекрасно слышна. Но если у усилителя по схеме на рис. 1.27, л емкость конденсатора С2 слишком

Рис. 1.31. Пояснения к рис. 1.27, л. Входной сигнал (а) и выходной (б) при слишком малой емкости С2. При значительной емкости С2, а также С1 и СЗ, форма выходного сигнала повторяет форму входного мала, то низкочастотная составляющая (столь любимые нынешними меломанами «басы») ослабится так сильно, что станет совсем незаметной, и восстановить ее будет очень сложно. На рис. 1.31, а пунктирной линией условно показано изменение напряжения на конденсаторе. Как видно, чем больше его емкость, тем лучше. Но стремиться к идеалу не стоит, и емкость 47 мкФ, при сопротивлении резисторов ООС 100 кОм, вполне достаточна.

Виды обратных связей. Различают

положительную и отрица-тельную специально вводимую ОС. При положительной ОС сигнал с выхода на вход усилителя поступает в фазе с колебаниями входного сигнала, в результате чего коэффициент усиления усилителя возрао тает. Этот вид ОС используется главным образом в автогенераторах. При отрицательной обратной связи (ООС) колебания с выхода на вход усилителя поступают в противофазе с входным сигналом, в ре-зультате чего его коэффициент усиления уменьшается. В усилите-лях обычно используется ООС, улучшающая их качественные пока-затели.

Способы осуществления отрицательной обратной связи . По спо-собу получения сигнала ОС на выходе усилителя различают схемы с ООС:

• по напряжению в которых напряжение обратной связи Uр пропорционально напряжению на выходе усилителя Uвых;
• по току в которых напряжение обратной связи Uз про-порционально току нагрузки; с комбинированной в ко-торых осуществляется комбинация обоих способов. Напряжение обратной связи можно подать на вход усилителя либо последовательно, либо параллельно с входным сигналом.

Со-ответственно различают последовательную (со сложением напряже-ний,) и параллельную схемы обратной связи (со сложением токов, Цепь обратной связи может охватывать весь уси-литель или его часть. В усилителе может быть несколько (зависи-мых или независимых друг от друга) цепей обратной связи.

Влияние ОС на основные параметры усилителя. Коэффициент усиления усилителя с ОС определяем на примере схемы усилителя с последовательной обратной связью по напряжению),

Если на вход усилителя подается напряжение Us, коэфициент (фактор) обратной связи показывает, какую часть выходного напряжения составляет напря-жение обратной связи. При положительной обратной связи коэффи-циент Р.может принимать значения от 0 до +1, а при отрицатель-ной — от 0 до — 1. Обычно в схемах усилителей р =0.05-0,2.Напряжение обратной связи Uр=±рUвых пропорционально выходному напряжению. Результирующее.напря-жение на входе-усилителя U=Uвх+Uр=Uвх+(±РUвых), откуда UВх=U-(±рUвых). Коэффициент усиления усилителя, охваченного ОС, определяется как отношение исходного напряжения к входному внешнего источника Кp = Uвых/Uвх=Uвых/[±pUBЫХ)]. Очевидно, при положительной обратной связи К$=К/=K/(1 — РK) возрастает в (1 — рK) раз, а при отрицатель-ной Kр=K/(1 + рK) — уменьшается в (1 +РK) раз. При глубокой ООС легко получить ЗК>1. В многокаскадном усилителе с большим ко-эффициентом усиления K это соотношение реализуется даже при малой величине р, поэтому коэффициент Kр=1/р. Отсюда видно, что усиление усилителя не за-висит от К, т. е. от параметров схемы усилителя и числа его каска-дов, а определяется лишь коэффициентом передачи р цепи ОС. При наличии ООС коэффициент нестабильности усиления е=ДKр/Кр = АK-1/K(1 + РK) уменьшается в (1+рK) раз, чем достигается ста-билизация усиления независимо от причин, вызвавших эти измене-ния. Входное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по-дачи напряжения обратной связи, вида обратной связи и ее глуби-ны. Последовательная ООС по напряжению и току увеличивает входное сопротивление, а параллельная 1 (по напряжению и току) — уменьшает.

Выходное сопротивление усилителя с ОС зависит от способа по-лучения напряжения ОС, от ее вида и глубины. Последовательная, и параллельная ООС по напряжению уменьшает, а Последовательная и параллельная ООС по току уве-личивает выходное сопротивление усилителя. При последовательной ОС конечное сопротивление источника сиг. нала снижает глубину ОС, поэтому последовательную ОС целесо-образно применять в усилителях напряжения. При параллельной ОС сопротивление источника сигнала оказывает обратное действие (при его уменьшении глубина ОС также уменьшается), поэтому парал-лельную ОС рекомендуется применять в усилителях тока. В усили-телях с токовым выходом ОС по напряжению нецелесообразна, по-скольку она уменьшает выходное сопротивление.

Отрицательная обратная связь в (1 + pK) раз снижает сигнал гармоник, возникающий из-за нелинейных искажений. Аналогичное влияние она оказывает на напряжение помех (фон, наводка). При отсутствии фазовых искажений и относительно небольших нелиней-ных искажениях (Y<10-15 %) коэффициент нелинейных искаже-ний усилителя с ООС уменьшается в (1 + рK) раз. При высоком уровне нелинейных искажений ООС не способствует их уменьшению, а кроме того, может перейти в положительную за счет дополнительных фазовых сдвигов высших гармоник и тогда нелинейные. иска-жения возрастут. Для снижения нелинейных искажений ООС обычно вводят в выходные каскады с наибольшими диапазонами выход-ных напряжений. При малых фазовых сдвигах Ф сигнала и независимой от часто-ты цепи ООС в усилителе коэффициент частотных и фазовых иска-жений Мр=M(1+роKо)/(1 + РоК); ф3~ф(1 + |ЗK).

Отсюда следует, что ООС уменьшает частотные и фазовые иска-жения примерно в (1 + роKо) раз, поэтому частотная, характеристика Kр=ф(f) (против K) выравнивается что способствует расширению полосы пропускания усилителя Af2>Af1. При ООС по на-пряжению уменьшение частотных искажений (расширение полосы пропускания) достигается за счет снижения Ко на средних частотах. Таким образом, рассмотрена активная обратная связь, при кото-рой коэффициент Р не зависит от частоты. Если цепь ОС выполнить с реактивными элементами, можно получить частотно-зависимую об-ратную связь, при которой возможна коррекция частотной характе-ристики усилителя.

Структурная схема усилителя. По схемному построению усили-тели могут быть одно- и многокаскадными. Число каскадов опреде-ляется требованиями, предъявляемыми к усилителям. Структурная схема усилителя состоит из входного и выходного уст-ройств, предварительного и мощного усилителей, нагрузки и источ-ника электропитания. Входное устройство Вх.У служит для передачи сигнала от ис-точника ИС во входную цепь первого усилительного элемента, обес-печивая согласование сопротивлений и уровней сигнала, симметри-рование цепей, разделение цепей постоянной составляющей источни-ка сигнала и входной цепи усилительного элемента. Входное устрой-ство в виде симметрирующего трансформатора превра-щает несимметричную входную цепь усилителя в симметричную, а в виде резистора с разделительным конденсатором обеспечивает разделение постоянной составляющей тока или напряжения в выходной цепи источника сигнала и во входной цепи усилительно-го элемента. Резистор с регулируемым сопротивлением, осуществляет регулировку уровня подводимого сигнала.

Предварительный усилитель ПУ, одно- или многокаскадный обеспечивает усиление напряжения, тока или мощности сигнала до значения, необходимого для нормальной работы усилителя.

Мощный усилитель МУ предназначен для отдачи в нагрузку Я требуемой мощности сигнала, что осуществляется соответствующим выбором усилительных элементов схемы и ее построением.

Выходное устройство Вых. У служит для передачи усиленного сигнала из выходной цепи последнего каскада в нагрузку Н. Выход-ное устройство в виде выходного трансформатора (обес-печивает оптимальную нагрузку усилительному элементу выходного каскада или согласовывает выходное сопротивление усилителя с со-противлением нагрузки. При работе несимметричного выходного кас-када на симметричную нагрузку (например, симметричную двухпро-водную фидерную линию) в выходную цепь усилителя включают симметрирующий трансформатор.

65 нанометров - следующая цель зеленоградского завода «Ангстрем-Т», которая будет стоить 300-350 миллионов евро. Заявку на получение льготного кредита под модернизацию технологий производства предприятие уже подало во Внешэкономбанк (ВЭБ), сообщили на этой неделе «Ведомости» со ссылкой на председателя совета директоров завода Леонида Реймана. Сейчас «Ангстрем-Т» готовится запустить линию производства микросхем с топологией 90нм. Выплаты по прошлому кредиту ВЭБа, на который она приобреталась, начнутся в середине 2017 года.

Пекин обвалил Уолл-стрит

Ключевые американские индексы отметили первые дни Нового года рекордным падением, миллиардер Джордж Сорос уже предупредил о том, что мир ждет повторение кризиса 2008 года.

Первый российский потребительский процесор Baikal-T1 ценой $60 запускают в массовое производство

Компания «Байкал Электроникс» в начале 2016 года обещает запустить в промышленное производство российский процессор Baikal-T1 стоимостью около $60. Устройства будут пользоваться спросом, если этот спрос создаст государство, говорят участники рынка.

МТС и Ericsson будут вместе разрабатывать и внедрять 5G в России

ПАО "Мобильные ТелеСистемы" и компания Ericsson заключили соглашения о сотрудничестве в области разработки и внедрения технологии 5G в России. В пилотных проектах, в том числе во время ЧМ-2018, МТС намерен протестировать разработки шведского вендора. В начале следующего года оператор начнет диалог с Минкомсвязи по вопросам сформирования технических требований к пятому поколению мобильной связи.

Сергей Чемезов: Ростех уже входит в десятку крупнейших машиностроительных корпораций мира

Глава Ростеха Сергей Чемезов в интервью РБК ответил на острые вопросы: о системе «Платон», проблемах и перспективах АВТОВАЗа, интересах Госкорпорации в фармбизнесе, рассказал о международном сотрудничестве в условиях санкционного давления, импортозамещении, реорганизации, стратегии развития и новых возможностях в сложное время.

Ростех "огражданивается" и покушается на лавры Samsung и General Electric

Набсовет Ростеха утвердил "Стратегию развития до 2025 года". Основные задачи – увеличить долю высокотехнологичной гражданской продукции и догнать General Electric и Samsung по ключевым финансовым показателям.

Обратная связь (ОС) по напряжению, как следует из названия, относится к петлезамкнутым конфигурациям, в которых сигнал ошибки представляет собой напряжение. В традиционных операционных усилителях обратная связь формируется сигналом напряжения, т.е. входные выводы реагируют на изменение напряжения; при этом вырабатывается соответствующее выходное напряжение. Обратная связь по току относится к петлезамкнутым конфигурациям, в которых сигнал ошибки, используемый для реализации обратной связи, представляет собой ток. В ОУ с токовой обратной связью ток ошибки передается на один из его входных выводов; при этом на выходе также вырабатывается соответствующее выходное напряжение. Заметьте, что при работе обе структуры пытаются достигнуть одинакового результата: нулевое дифференциальное входное напряжение и нулевой входной ток. Идеальный ОУ с обратной связью по напряжению имеет высокоомные входы, результатом чего является нулевой входной ток, и использует обратную связь по напряжению для поддержания нулевого входного напряжения. ОУ с обратной связью по току, напротив, имеют низкоомный вход и использует токовую обратную связь для поддержания нулевого входного тока.

Передаточная функция трансимпедансного усилителя является зависимостью выходного напряжения от входного тока, и коэффициент “усиления” (точнее, коэффициент преобразования) такого усилителя v O /i IN имеет размерность сопротивления. Следовательно, ОУ с токовой обратной связью могут быть отнесены к трансимпедансным усилителям. Интересно отметить, что схема на ОУ с замкнутой обратной связью по напряжению, может быть также отнесена к трансимпедансным схемам при динамическом токовом управлении низкоимпедансным суммирующим выводом (например, при считывании сигнала фотодиода). Такая схема формирует выходное напряжение, равное входному току, умноженному на сопротивление обратной связи.

Так как, в принципе, любая схема с ОУ может быть выполнена либо с обратной связью по току, либо с обратной связью по напряжению, то преобразователь ток-напряжение может быть выполнен на операционном усилителе с токовой обратной связью. Когда используется термин трансимпедансный услитель, необходимо понимать разницу между ОУ с токовой ОС со специфичной структурой и любыми петлезамкнутыми преобразователями тока в напряжение, которые ведут себя как трансимпедансные схемы.

В упрощенной модели операционного усилителя с ОС по напряжению (бесконечное входное сопротивление, нулевое выходное сопротивление и высокий коэффициент усиления при разомкнутой ОС) в неинвертирующем включении разность напряжений на входах (V IN+ –V IN–) усиливается в соответствии с коэффициентом усиления с разомкнутой обратной связью A(s), и часть выходного напряжения передается на инвертирующий вход через резистивный делитель, состоящий из сопротивлений R F и R G .

Для этой схемы:

Подставляя и упрощая получаем:

Верхняя граница частотного диапазона (полоса) схемы с замкнутой обратной связью равна частоте, на которой петлевое усиление LG имеет единичное значение (0 дБ). Член 1 + R F /R G , называемый коэффициентом усиления шума, для неинвертирующей схемы также является коэффициентом усиления сигнала. На диаграмме Боде полоса схемы с замкнутой обратной связью определяется как пересечение графиков коэффициента усиления ОУ с разомкнутой обратной связью A(s) и коэффициента усиления шума NG. Большой коэффициент усиления шума уменьшает петлевое усиление и, следовательно, полосу при замкнутой ОС. Если график A(s) имеет наклон 20 дБ/декада, произведение коэффициента усиления схемы на ее полосу будет постоянной величиной. Таким образом, увеличение коэффициента усиления схемы на 20 дБ приведет к сужению полосы на одну декаду (в десять раз).

В упрощенной модели усилителя с обратной связью по току при неинвертирующем включении неинвертирующий вход является высокоимпедансным входом буфера с единичным коэффициентом усиления, а инвертирующий вход – низкоомный выход этого буфера. Буфер позволяет току ошибки I ERR втекать или вытекать из инвертирующего входа, и единичный коэффициент усиления вынуждает инвертирующий вход следить за сигналом неинвертирующего входа. Ток ошибки через резистор R F передается в высокоимпедансный узел, где он преобразуется в напряжение и передается через буфер (на схеме не показан) на выход. Высокоимпедансный узел является частотно-зависимым сопротивлением Z(s), по роли своей аналогичным усилению с разомкнутой обратной связью для ОУ с ОС по напряжению; он обладает высоким значением импеданса по постоянному току и имеет наклон 20 дБ/декада.

Обратная связь (ОС) находит широкое применение в разнообразных АЭУ, в т.ч. и в УУ. В УУ введение ОС призвано улучшить ряд основных показателей или придать новые специфические свойства. Особую, принципиальную роль ОС играет в микроэлектронных УУ. Можно утверждать, что без широкого использования ОС было бы крайне трудно осуществить серийный выпуск линейных ИМС.

Обратной связью называется передача части (или всей) энергии сигнала с выхода на вход устройства. Сниматься сигнал обратной связи может с выхода всего устройства или с какого-либо промежуточного каскада. ОС, охватывающую один каскад, принято называть местной, а охватывающую несколько каскадов или весь многокаскадный УУ - общей.

Структурная схема УУ с ОС приведена на рисунке 3.1.

Рис. 3.1. УУ с ОС

Обычно коэффициент усиления УУ и коэффициент передачи цепи ОС носят комплексный характер, что указывает на возможность фазового сдвига в областях НЧ и ВЧ за счет наличия реактивных элементов как в самом УУ, так и в цепи ОС.

Коэффициент передачи цепи ОС равен:

Согласно классической теории ОС, влияние ОС на качественные показатели УУ определяются возвратной разностью (глубиной ОС):

где - определитель при равенстве нулю параметра прямой передачи. Равенство нулю этого параметра равносильно разрыву замкнутой петли передачи сигнала с сохранением нагружающих иммитансов в месте разрыва.

Следование классической теории ОС приводит к сложности вычислений, преодолимой только с помощью ЭВМ.

Для эскизных расчетов пригодна элементарная теория ОС . Ее применение допустимо тогда, когда есть возможность разделения цепей прямой передачи и обратной передачи . В реальных УУ четкого разделения этих цепей невозможно, поэтому расчеты с помощью элементарной теории ОС приводят к погрешности результатов, впрочем, вполне допустимой для эскизного проектирования. Согласно элементарной теории ОС, глубина ОС определится как:

Если >0 - ОС носит положительный характер (ПОС), если <0 - ОС отрицательная (ООС), в последнем случае

Нетрудно увидеть, что в случае ПОС фазы входного сигнала и сигнала обратной связи совпадают и амплитуды складываются, что приводит к увеличению коэффициента усиления, в случае же ООС несовпадение фаз входного сигнала и сигнала обратной связи приводит к их вычитанию, и, следовательно, к уменьшению коэффициента усиления.

Основное применение в УУ находит ООС. Она позволяет повысить стабильность работы усилителей, а также улучшить другие важные параметры и характеристики. Сразу следует подчеркнуть, что снижение коэффициента усиления в современных УУ за счет ООС не является сегодня уж очень значительным фактором, т.к. широко используемые микроэлектронные структуры с большими собственными коэффициентами усиления позволяют иметь значительный по величине К. В дальнейшем основное внимание будет уделено именно ООС. ООС классифицируется в зависимости от способов подачи сигналов ООС во входную цепь усилителя и снятия их с выхода усилителя. Если во входной цепи вычитается ток ОС из тока входного сигнала, то такую ООС называют параллельной (т.к. выход цепи ООС подключен параллельно входу усилителя).

Если же во входной цепи вычитаются напряжения входного сигнала и сигнала обратной связи, то такую ООС называют последовательной (т.к. выход цепи ООС подключен последовательно входу усилителя).

По способу снятия сигнала обратной связи различают ООС по напряжению, когда сигнал ООС пропорционален выходному напряжению усилителя (вход цепи ООС подключен параллельно нагрузке усилителя), и ООС по току, когда сигнал ООС пропорционален току через нагрузку (вход цепи ООС подключен последовательно с нагрузкой усилителя).

Таким образом, следует выделить четыре основных варианта цепей ОС (рис.3.2): последовательная по току (последовательно-последовательная, Z-типа), последовательная по напряжению (последовательно-параллельная, H-типа), параллельная по напряжению (параллельно-параллельная, Y-типа) и параллельная по току (параллельно-последовательная, G-типа). Существуют и смешанные (комбинированные) ООС.

Рисунок 3.2. Типы ОС

3.2. Последовательная ООС по току

Схема каскада с последовательной ООС по току (ПООСТ) на ПТ с ОИ приведена на рисунке 3.3.

Рисунок 3.3. Каскад на ПТ с ПООС

При ПООСТ в выходной цепи усилителя последовательно с нагрузкой включается специальная цепь (на рисунке 3.3 это R ос C ос ), напряжение на которой U ос пропорционально выходному току. Во входной цепи усилителя U ос алгебраически складывается с входным напряжением. В области СЧ (C ос =0) можно записать

K 0ОС = K 0 /F = K 0 (1 + βK 0).

Проведя анализ каскада по методике подраздела 2.3, получим:

K 0ОС = K 0 /F = K 0 (1 + S 0 R ос ).

Поскольку K 0 =S 0 R экв (см. подраздел 2.9), то при глубокой ООС (F>10) K 0 ≈R экв /R ос . Из полученного выражения следует, что ПООСТ обеспечивает стабильность усиления по напряжению при условии постоянства нагрузки.

С помощью ПООСТ удается уменьшить нелинейные искажения в УУ, поскольку с увеличением F будет уменьшаться напряжение управления усилителем, его работа станет осуществляться на меньшем участке ВАХ активного элемента (транзистора), а это приведет к уменьшению коэффициента гармоник. В подразделе 8.1 приведены расчетные соотношения для коэффициента гармоник усилителя, охваченного ООС последовательного типа. Приближенно оценить влияние ПООСТ на коэффициент гармоник можно по соотношению:

K гОС = K г /F .

Все вышесказанное в равной мере относится и к каскаду на БТ с ОЭ и ПООСТ (схема каскада не приводится ввиду идентичности ее топологии схеме рисунка 3.3).

Входное сопротивление усилителя с ООС определяется способом подачи напряжения ОС во входную цепь. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

R вхОС = R вх ·F .

Выражение для входного сопротивления каскада с ОЭ на БТ с ПООСТ, определенное по методике подраздела 2.3, имеет вид:

R вхОС = R 12 ∥ [r б + (1 + H 21э)·(r э + Δr + R ОС )].

При известных допущениях последние два выражения дают близкие результаты.

Входное сопротивление каскада с ОИ на ПТ определяется R з (см. подраздел 2.9), поэтому практически не меняется при охвате каскада ПООСТ.

Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия напряжения ОС с нагрузки усилителя. Согласно элементарной теории ОС, ПООСТ увеличивает выходное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

R выхОС = R вых ·F .

На СЧ выходное сопротивление каскадов на ПТ (ОИ) и БТ (ОЭ) определяется в большинстве случаев соответственно номиналами R с и R к , поэтому данная ООС его практически не меняет.

На рисунке 3.3б приведена схема каскада с ОИ и ПООСТ в области ВЧ . Данный каскад еще носит название каскада с истоковой коррекцией , т.к. основной целью введения в каскад ООС является коррекция АЧХ в области ВЧ.

Поскольку цепь ООС (R ос C ос ) частотнозависима, то |F| с ростом частоты уменьшается относительно своего значения на СЧ, что приводит к относительному возрастанию |K ОС | на ВЧ. С точки зрения коррекции временных характеристик, уменьшение t у каскада объясняется зарядом C ос , что приводит к медленному нарастанию U ос , и, следовательно, к увеличению коэффициента усиления в области МВ, а это, в свою очередь, сокращает время заряда C н , которое, собственно, и определяет t у .

Анализ влияния ПООСТ вначале проведем для случая резистивной цепи ОС (C ос =0). Учитывая, что крутизна ПТ практически не зависит от частоты (см. подраздел 2.4.2), можно сказать, что во всем диапазоне рабочих частот глубина ООС F=const, уменьшение коэффициента усиления по всему диапазону рабочих часто одинаково и коррекция отсутствует.

где τ ос =R ос C ос .

Анализ полученного выражения упрощается в предположении τ в =τ ОС . При этом условии имеем:

где τ вОС =τ в /F (см. так же подраздел 2.9).

Уменьшение постоянной времени каскада в области ВЧ приводит к увеличению верхней граничной частоты f в (уменьшению t у ) каскада. Площадь усиления каскада с ОИ и истоковой коррекцией при этом не меняется:

П ос = K 0ОС ·f вОС = K 0 ·f в .

Расчет каскада с истоковой коррекцией в области НЧ ничем не отличается от расчета некорректированного каскада за исключением того, что формула для постоянной времени цепи истока будет выглядеть иначе:

τ нИ ≈ C и (1/S + R ос ).

В зависимости от цели введения ООС в каскад, глубину ООС можно определить по следующим соотношениям:

F = K 0 /K 0ОС , либо F = f вОС /f в .

При этом R ос =(F –1)/S 0 и C ос =1/(ω вОС ·R ос ).

Каскад с ОЭ и ПООСТ еще носит название каскада с эмиттерной коррекцией .

В отличие от ПТ, в БТ крутизна частотнозависима, поэтому даже при частотно-независимой цепи ООС (C ос =0) наблюдается эффект коррекции АЧХ и ПХ за счет уменьшения глубины ООС на ВЧ:

,

где τ вОС =τ/F +τ 1 /F +τ 2 (см. так же подраздел 2.5).

Нетрудно увидеть, что эмиттерная коррекция каскада на БТ при частотно-независимой цепи ООС (C ос =0) эффективна при τ 2 <<(τ+τ 1), т.е. в каскадах с малой емкостью нагрузки.

где τ ос =R ос C ос , τ" =K 0 R ос C н .

Эмиттерная коррекция позволяет значительно увеличить f в (уменьшить t у ) при заданных величинах подъема АЧХ на ВЧ (выброса ПХ δ в области МВ). Готовые таблицы и графики для расчета каскада с эмиттерной коррекцией приведены в .

Входная емкость каскада с ПООСТ уменьшиться примерно в F раз:

C вх дин ОС = τ/r б /F + (1 + K 0ОС)C к ≈ C вх дин /F .

Расчет каскада с ОЭ и ПООСТ в области НЧ ничем не отличается от каскада без ОС (следует только учитывать изменение R вх при расчете постоянных времени разделительных цепей), исключение составляет расчет постоянной времени цепи эмиттера:

τ нэОС = C э (1/S 0 + R ос ).

3.3. Последовательная ООС по напряжению

Входное сопротивление усилителя с ООС определяется способом подачи напряжения ОС во входную цепь. Согласно элементарной теории ОС, последовательная ООС по напряжению (ПООСН) увеличивает входное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

R вхОС = R вх ·F .

Выходное сопротивление усилителя с ООС определяется способом снятия напряжения ОС с нагрузки усилителя. Согласно элементарной теории ОС, ПООСН уменьшает выходное сопротивление усилителя в F раз, т.е.

R выхОС = R вых /F .

Уменьшение выходного сопротивления УУ снижает зависимость выходного напряжения от изменения величины нагрузки, следовательно, можно утверждать, что ПООСН стабилизирует коэффициент усиления по напряжению при изменении нагрузки. Ранее были рассмотрены эмиттерный и истоковый повторители, в которых имеет место 100%-ная ПООСН (подразделы 2.8, 2.11), поэтому ограничимся иллюстрацией применения ПООСН - трехкаскадным интегральным усилителем с внешней цепью ОС (резистор R ос , рисунок 3.4).

Рисунок 3.4. Усилитель с общей ПООСН

Возможность менять глубину общей ООС значительно расширяет сферу применения данного усилителя и делает ИМС многоцелевой.

3.4. Параллельная ООС по напряжению

Согласно элементарной теории ОС, параллельная ООС по напряжению (∥ООСН) не меняет коэффициент усиления по напряжению K 0 усилителя, но за счет изменения его входного сопротивления меняется сквозной коэффициент усиления K E . В результате уменьшения входного сопротивления R вх к входу усилителя приложится напряжение

U вх = E г ·ν вх ,

где ν вх - коэффициент передачи входной цепи УУ.

По аналогии с K 0ОС можно записать:

K E ОС = K E /(1 + βK 0) = ν вх K 0 /(1 + βK 0).

При глубокой ∥ООСН (βK 0 >> 1) получаем:

K E ОС ≈ ν вх /β .

Входное сопротивление усилителя с ∥ООСН определится как:

R вхОС = R вх /F I ,

где глубина ООС по току F I =1+β I K I , β I =I ос /I вых .

Величину выходного сопротивления УУ, охваченного ∥ООСН, можно приближенно оценить по уже известному соотношению:

R выхОС ≈ R вых /F .

Из изложенного следует, что ∥ООСН стабилизирует сквозной коэффициент усиления по напряжению при постоянном сопротивлении источника сигнала, уменьшает входное и выходное сопротивления усилителя.

Каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН представлен на рисунке 3.5.

Рисунок 3.5. Усилительный каскад на БТ с ОЭ и ∥ООСН

При ∥ООСН выходное напряжение каскада вызывает ток ОС, протекающий через цепь ОС R ос L ос C рос . Ранее (см. подраздел 2.6) рассматривалась схема коллекторной термостабилизации, работа которой основана на действии ∥ООСН. В данном же каскаде ∥ООСН действует только на частотах сигнала, что отражено на рисунке 3.5б.

т.к. S 0 R ос >>1, R экв =R к ∥R н . В большинстве случаев R ос >R экв , поэтому K 0 меняется незначительно. Само же изменение K 0 объясняется тем, что, в отличие от классической структуры УУ с ∥ООСН, в реальной схеме каскада нет столь четкого разделения цепи ОС и цепи прямого усиления.

Входное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:

Обычно K 0 >>g (R ос +R экв ), R ос >R экв и K 0 >>1, тогда

Выходное сопротивление каскада с ∥ООСН равно:

т.к. как правило S 0 >>g и S 0 R г >>1.

Для определения параметров каскада в области ВЧ следует воспользоваться соотношениями для каскада с ОЭ (см. подраздел 2.5), принимая во внимание, что при расчете постоянной времени каскада τ в следует учитывать выходное сопротивление каскада с ∥ООСН, т.е. R экв =R вых ∥R н и влияние ∥ООСН на крутизну - S 0ОС =S 0 –1/R ос .

Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области ВЧ (МВ) путем включения последовательно с R ос корректирующей индуктивности L ос . Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области ВЧ (МВ). Расчет каскада с ОЭ и ∥ООСН в области НЧ ничем не отличается от расчета каскада без ОС (следует только учитывать изменение R вх и R вых при расчете постоянных времени разделительных цепей), исключение составляет расчет разделительной емкости C рос из условия X Cрос ≤R ос /(10…20).

Следует заметить, что существует возможность коррекции АЧХ (ПХ) в области НЧ (БВ) путем уменьшения емкости C рос . Эффект коррекции объясняется уменьшением глубины ООС в области НЧ (БВ).

Механизм действия ∥ООСН в каскаде на ПТ с ОИ (схема не приводится ввиду совпадения ее топологии рисунку 3.5) во многом идентичен только что рассмотренному. Приведем расчетные соотношения для основных параметров каскада на ПТ с ∥ООСН:

т.к. S 0 R ос >>1, R экв =R с ∥R н .

Как правило, R ос >R экв и K 0 >>1, тогда

т.к. чаще всего S 0 R г >>1.

Все вышесказанное о влиянии ∥ООСН на АЧХ (ПХ) каскада на БТ справедливо и для каскада на ПТ.

∥ООСН обычно применяют тогда, когда требуется понизить входное сопротивление каскада, что необходимо во входных каскадах УУ, работающих в низкоомном согласованном тракте передачи.

3.5. Параллельная ООС по току

На рисунке 3.6 приведена схема двухкаскадного усилителя, охваченного общей параллельной ООС по току (∥ООСТ), которая вводится в усилитель путем включения резистора R ос .

Рисунок 3.6. Усилитель с общей ∥ООСТ

Напряжение ОС снимается с резистора R э 2 , включенного последовательно с нагрузкой усилителя. Напряжение ОС, пропорциональное выходному току усилителя, образует ток I ос , протекающий через R ос . Во входной цепи УУ происходит алгебраическое сложение токов I вх и I ос . Поскольку ∥ООСТ применяется в основном в усилителях тока, то логично оценить ее воздействие на коэффициент усиления по току:

K I ОС = K I /F I ,

где F I =1+β I K I - глубина ОС по току.

Если принять, что K I усилителя без ОС велик и источник сигнала имеет большое внутреннее сопротивление (т.е. представляет собой источник тока), то K I ОС ≈(R ос +R э 2)/R э 2 . Если R ос >>R э 2 , то K I ОС ≈R ос /R э 2 . Следовательно, ∥ООСТ стабилизирует коэффициент передачи по току УУ.

Входное сопротивление УУ с ОС определяется способом подачи сигнала ОС во входную цепь, поэтому:

R вхОС = R вх /F I .

Выходное сопротивление УУ с ОС определяется способом снятия сигнала ОС в выходной цепи, поэтому:

R выхОС ≈ R вых ·F I .

Описанный усилитель целесообразно выполнить в виде ИМС с внешней цепью ОС, что позволяет в широких пределах изменять его характеристики.

3.6. Дополнительные сведения по ОС

3.6.1. Комбинированная ООС

В УУ возможно применение различных видов ООС одновременно. Характерным примером в этом отношении является каскад с ОЭ и комбинированной ООС (рисунок 3.7) - ПООСТ за счет R 1 и ∥ООСН за счет R 2 .

Применение подобной комбинированной ООС (КООС) целесообразно в случае выполнения усилителя в виде гибридно-пленочной ИМС, поскольку резисторы, выполненные по толсто- или тонкопленочной технологии имеют уход параметров в одну сторону (в плюс или минус). Влияние R 1 и R 2 , например, на коэффициент усиления противоположны по знаку, поэтому одновременное их уменьшение или увеличение практически не скажется на результирующем коэффициенте усиления.

Рисунок 3.7. Усилительный каскад с комбинированной ООС

При приближенном анализе каскада с КООС следует учитывать, что коэффициент усиления будет в основном определяться ПООСТ, а R вх и R вых - ∥ООСН, поэтому:

K 0 ОС ≈ K 0 /F 1 ,

где g ос =1/[r б +(1+H 21э)·(r э +Δr +R 1)], S 0ОС =S 0 /F 1 , F 1 =1+S 0 R 1 .

Более подробно анализ каскадов с КООС представлен в .

3.6.2. Многокаскадные усилители с ООС

Для получения ООС в УУ необходимо, чтобы суммарный фазовый сдвиг φ, вносимый усилителем и цепью ОС, был равен 180° во всем диапазоне рабочих частот. В многокаскадном усилителе это требование обычно выполняется, строго говоря, только на одной частоте. На остальных частотах, особенно на границах и за пределами полосы рабочих частот АЧХ, j≠180°. Это происходит за счет дополнительных фазовых сдвигов, вносимых реактивными элементами схемы усилителя, причем эти сдвиги будут тем больше, чем большее число каскадов охвачено общей цепью ООС. При дополнительном фазовом сдвиге 180°, j=360° (баланс фаз), ООС превратится в ПОС, и, если βК>>1 (баланс амплитуд), усилитель превратится в генератор.

Самым эффективным и достаточно простым способом, исключающим сложных стабилизированных источников питания, является применение развязывающих (устраняющих ОС) фильтров, состоящих из R ф и C ф и включаемых последовательно или параллельно источнику питания (рисунки 3.8 и 3.9).

Рисунок 3.8. Усилитель с последовательным включением фильтров развязки по питанию

Рисунок 3.8. Усилитель с параллельным включением фильтров развязки по питанию

Номинал резистора R ф определяется требуемым напряжением питания предварительных каскадов, которое, как правило, меньше, чем у оконечного.