HALVLEDERE FREKVENS MULTIPLIERE

Kommunikation, kommunikation, radioelektronik og digitale enheder

HALVLEDERS FREKVENSMULTIPLARE 17. Transistorfrekvensmultiplikator 17. Diodefrekvensmultiplikatorer 17. Formålsdriftsprincip og hovedparametre Frekvensmultiplikatorer i radiosenderens blokdiagram, se.

Foredrag 17 . HALVLEDERE FREKVENS MULTIPLIERE

1 7 .2. Transistor frekvens multiplikator

1 7 . 4 . Kontrolspørgsmål

17.1. Formål, funktionsprincip og hovedparametre

Frekvensmultiplikatorer i blokdiagrammet for en radiosender (se fig. 2.1) er placeret foran effektforstærkerne af RF- eller mikrobølgeoscillationer, hvilket øger frekvensen af ​​exciter-signalet med det nødvendige antal gange. Frekvensmultiplikatorer kan også være en del af selve exciteren eller frekvenssynthesizeren. For indgangs- og udgangssignalet for frekvensmultiplikatoren skriver vi:

(17.1)

hvor n frekvens multiplikationsfaktor med et helt antal gange.

Klassificering af frekvensmultiplikatorer er mulig i henhold til to hovedkriterier: funktionsprincippet eller metoden til implementering af funktionen (17.1) og typen af ​​ikke-lineært element. Ifølge driftsprincippet er multiplikatorer opdelt i to typer: baseret på synkronisering af oscillatorfrekvensen med et eksternt signal (se afsnit 10.3), i P gange lavere i frekvens (fig. 17.1, a), og ved hjælp af et ikke-lineært element, der forvrænger det sinusformede inputsignal, og isolerer den nødvendige harmoniske fra det resulterende multi-frekvensspektrum (fig. 17.1, b).

Ris. 17.1. Frekvensmultiplikatorer.

Baseret på den anvendte type ikke-lineære element er frekvensmultiplikatorer af den anden type opdelt i transistor og diode.

Hovedparametrene for frekvensmultiplikatoren er: frekvensmultiplikationsfaktor n ; udgangseffekt n. harmonisk Р n, 1. harmonisk indgangseffekt R 1, omregningsfaktor K pr = P n / P 1 ; effektivitet = Р n / Р 0 (i tilfælde af en transistormultiplikator), niveauet for undertrykkelse af falske komponenter.

Mangel på frekvensmultiplikatorer (fig. 17.1, A ) Den første type består i at indsnævre synkroniseringsbåndet med stigende harmonisk tal P. For frekvensmultiplikatorer af den anden type falder konverteringskoefficienten Til pr med stigende p. Derfor er de normalt begrænset til værdien n = 2 eller 3 og tænd om nødvendigt flere frekvensmultiplikatorer i serie, alternerende dem med forstærkere.

17.2. Transistor frekvens multiplikator

Kredsløbet af en transistorfrekvensmultiplikator (fig. 17.2) og metoden til at beregne det er praktisk talt ikke forskellig fra en forstærker.

Det er kun nødvendigt at konfigurere generatorens udgangskredsløb til n th harmoniske og vælg cutoff-vinkelværdien =120  / n , svarende til koefficientens maksimale værdi n ( ). Ved beregning af udgangskredsløbet, udvidelseskoefficienten af ​​cosinusimpulsen i 1. harmonisk 1 ( ) bør erstattes af koefficienten for n. harmonisk  n ( ). Et kredsløb i udgangskredsløbet afstemt i resonans med n - og signalharmoniske, skal have tilfredsstillende filtreringsegenskaber.

Ris. 17.2. Transistor frekvens multiplikatorkredsløb.

Multiplikationsfaktoren for kredsløbet i fig. 17,2 overstiger normalt ikke 34 gange med en effektivitet på 1020%.

17.3. Diode frekvens multiplikatorer

Driften af ​​diodefrekvensmultiplikatorer er baseret på brugen af ​​den ikke-lineære kapacitanseffekt. Sidstnævnte bruger en omvendt forspændt barrierekapacitans p - n -overgang. Halvlederdioder specielt designet til frekvensmultiplikation kaldes varaktorer. På =0,5 og  0 = 0,5 V for varaktorens ulineære kapacitans får vi:

, (17.2)

hvor og - omvendt spænding påført p - n kryds.

Grafen for den ikke-lineære funktion (17.2) er vist i fig. 17.3.

Ris. 17.3. Graf over ikke-lineær funktion (17.2).

Ladningen akkumuleret af den ikke-lineære kapacitans er relateret til spænding og strøm af følgende afhængigheder:

, (17.3)

To hovedkredsløb af diodefrekvensmultiplikatorer med varaktorer er vist i fig. 17.4.

Ris. 17.4. Diodefrekvensmultiplikatorer med varaktorer.

Iøbet (fig. 17.4, A ) der er to kredsløb (eller filtre) af en serietype, indstillet i resonans i overensstemmelse med frekvensen af ​​input og output n  signaler. Sådanne kredsløb har lav modstand ved resonansfrekvensen og høj modstand ved alle andre (fig. 17.5).

Ris. 17.5 Afhængighed af kredsløbsmodstand af frekvens.

Derfor passerer det første kredsløb, der er indstillet til resonans med indgangssignalets frekvens o, kun den 1. harmoniske af strømmen, og det andet kredsløb, der er indstillet til resonans med udgangssignalets frekvens n  , - kun n den harmoniske. Som et resultat har strømmen, der strømmer gennem varactoren, formen:

, (17.4)

Da varaktorkapacitansen (17.2) er en ikke-lineær funktion, er spændingen på varaktoren ifølge (17.3) ved strøm (17.4) forskellig fra sinusformen og indeholder harmoniske.

En af disse harmoniske, som det andet kredsløb er indstillet til, passerer ind i belastningen.

Således konverterer enheden ved hjælp af en ikke-lineær kapacitans signaleffekt med frekvens til et signal med frekvens n , dvs. frekvens multiplikation.

Det andet sekventielle frekvensmultiplikatorkredsløb fungerer på lignende måde (fig. 17.4, b), hvor der er to kredsløb (eller filtre) af parallel type, indstillet i resonans i overensstemmelse med frekvensen af ​​input og output n  signaler. Sådanne kredsløb har høj modstand ved resonansfrekvensen og lav modstand ved alle andre. Derfor er spændingen på det primære kredsløb, tunet i resonans med frekvensen af ​​indgangssignalet , indeholder kun den 1. harmoniske, og på det andet kredsløb, indstillet til resonans med frekvensen af ​​udgangssignalet n  , - kun n den harmoniske. Som et resultat har spændingen påført varaktoren formen:

, (17.5)

hvor U 0 - konstant forspænding på varaktoren.

Da varaktorkapacitansen (17.2) er en ikke-lineær funktion, er strømmen, der flyder gennem varaktoren, ifølge (17.3) ved spænding (17.5) forskellig fra den sinusformede form og indeholder harmoniske. En af disse harmoniske, som det andet kredsløb er indstillet til, passerer ind i belastningen. Ved hjælp af en ikke-lineær kapacitans i kredsløbet konverteres signaleffekten således med en frekvens til et signal med frekvens n , dvs. frekvens multiplikation.

Varactor frekvensmultiplikatorer i DCV-området ved n =2 og 3 har en høj konverteringsfaktor K pr = P n / P 1 = 0,6…0,7. For store værdier P i mikrobølgeområdets værdi K pr falder til 0,1 og derunder.

17.4. Kontrolspørgsmål

1. Hvordan multipliceres frekvensen af ​​svingninger?

2. Tegn et kredsløb af en transistorfrekvensmultiplikator.

3. Forklar hvorfor det er muligt at gange oscillationsfrekvensen ved hjælp af en ikke-lineær kapacitans.

4. Tegn kredsløb af diodefrekvensmultiplikator af serie- og paralleltype. Hvad er forskellene mellem dem?

Ganske ofte, når man konstruerer kredsløb til forskellige frekvensgeneratorer og synthesizere, opstår behovet for at konvertere signaler af en frekvens til signaler med en højere frekvens. Dette kan gøres ved hjælp af mixerkredsløbene beskrevet i afsnittet Blandere (som giver opadgående konvertering). Men når der kræves flere konverteringer (to, tre eller flere gange), er det mere bekvemt og effektivt at bruge såkaldte frekvensmultiplikatorer . Som navnet antyder, giver sådanne kredsløb multiple konvertering (multiplikation) af frekvensen af ​​inputsignalet.

Diode frekvens multiplikatorer er kendetegnet ved en række positive egenskaber, der bestemmer den ret udbredte brug af sådanne enheder (især ved høje og ultrahøje frekvenser). De vigtigste er: lavt niveau af termisk og fasestøj, evnen til at fungere ved meget høje frekvenser (op til submillimeterfrekvenser), samt designets relative enkelhed.

I øjeblikket bruges tre fundamentalt forskellige metoder til frekvensmultiplikation i diodemultiplikatorer i praksis:

• varactor multiplikation (multiplikation med ikke-lineær kapacitans);
• fordobling på et fuldbølge ensretterkredsløb;
• diodekonvertering af pulsformen med efterfølgende valg af den ønskede harmoniske.

Driften af ​​frekvensmultiplikatorer er karakteriseret ved en række parametre: multiplikationsfaktor, indgang(\(P_(in)\)) og fridag(\(P_(ud N)\)) strøm, Effektivitet(\(\eta = P_(ud N)/P_(ind)\), nogle gange kaldet multiplikatoreffektivitet eller kraftoverførselskoefficient), driftsfrekvensbånd osv.

Varactor frekvens multiplikatorer - disse er enheder, hvis vigtigste arbejdselement er en multiplicerende varicap (varactor) - en halvlederdiode, der bruges som en ikke-lineær kapacitans med lave tab. Frekvenskonvertering sker på grund af forvrængning af signalformen på den ikke-lineære spændingsafhængige varaktorkapacitans og efterfølgende valg af den ønskede harmoniske komponent. Blokdiagrammer over de to hovedtyper af varaktormultiplikatorer er præsenteret i fig. 3,6-35.

Ris. 3,6-35. Serielle (a) og parallelle (b) blokdiagrammer af varaktorfrekvensmultiplikatorer

Disse blokdiagrammer indeholder: inputsignalkilde, varactor, belastning og filtre \(Ф1\), \(Ф2\). Filtre tjener til at filtrere harmoniske i belastnings- og indgangssignalkilden, samt til at matche belastningen og kilden med varaktormultiplikatoren. Det første filter \(Ф1\) justeres til indgangssignalets frekvens (dette kunne for eksempel være et lavpasfilter med en afskæringsfrekvens lidt højere end indgangssignalets frekvens), og det andet filter \ (Ф2\) justeres til frekvensen af ​​den ønskede harmoniske (dette bør være tilstrækkeligt smalbåndsbåndpasfilter, de nøjagtige båndbreddekrav for begge filtre bestemmes af spektret af signalet, der multipliceres). Med sådanne karakteristika flyder kun to strømovertoner gennem varactoren (selvfølgelig er eventuelle rigtige filtre ikke ideelle, så faktisk vil alle andre harmoniske være til stede, men de vil blive væsentligt undertrykt).

Signaleffekten, der leveres til multiplikatoren, går delvist tabt i varaktoren og filtrene. Noget af den konverterede effekt spredes i kredsløbselementerne. Derfor er effektoverførselskoefficienten for varaktorfrekvensmultiplikatorer mindre end enhed. Normalt stræber de efter at opnå maksimal udgangseffekt og effektivitet, dvs. opnå et regime, der er optimalt med hensyn til energiindikatorer.

Varactor-multiplikatorer finder deres største anvendelse i mikrobølgeområdet (centimeter, millimeter og submillimeter bølgelængder). Deres største fordel er, at de kan bruges til at skabe tilstrækkeligt kraftige generatorer til de frekvensområder, hvor det er umuligt at opnå acceptable parametre fra generatorer baseret på Gunn-dioder eller lavinedioder (f.eks. på grund af umuligheden af ​​direkte generering af en Gunn). diode eller lavinediode). flyvediode ved den ønskede frekvens eller på grund af det øgede støjniveau fra generatorerne på LPD).

I reelle centimeter-bølgemultiplikatorer (ved udgangsfrekvensen) med en multiplikationsfaktor lig med to opnås en effektivitet på omkring 60...70 %. Når multiplikationsfaktoren stiger, falder effektiviteten, så i triplere overstiger den ikke længere 40...50%, og i en frekvensmultiplikator med otte falder den til 10...12%. De angivne værdier kan øges lidt ved brug af en række specielle teknikker, såsom: at arbejde ind tilstand med delvis oplåsning af varaktoren og indførelsen af ​​yderligere (såkaldte " enkelt” kredsløb ind i multiplikatorkredsløbet (fig. 3.6-35).

I en konventionel multiplikator er varaktoren altid i omvendt bias-tilstand (DC-tilstandsindstillingskredsløbene er ikke vist i fig. 3.6-35), og ud fra et synspunkt om at reducere tab i varaktoren er det fordelagtigt at maksimere forspænding op til et niveau, der grænser op til spændingssammenbrud. Reducerede tab synes at betyde større udgangseffekt og effektivitet af multiplikatoren. Dette er dog ikke altid tilfældet - arten af ​​kapacitans-spændingskarakteristikken \(C(U)\) for den brugte varactor er meget vigtig. Faktum er, at ikke-lineariteten af ​​denne særlige karakteristik er den grundlæggende fysiske effekt, der ligger til grund for driften af ​​varaktormultiplikatoren. Så for eksempel, hvis afhængigheden af ​​diodekapacitansen af ​​den påførte omvendte spænding er tæt på kvadratisk, så vil det mest effektive være at bruge en sådan diode i frekvensdoblere, og hvis graden af ​​ikke-linearitet er højere, så vil den klare sig godt med multiplikation med en større koefficient. Men det vigtigste er ikke naturen, men dybden af ​​denne ikke-linearitet, dvs. absolutte værdier af koefficienterne \(b, c, d, ... \) i formlen, der afspejler udvidelsen af ​​afhængigheden \(C(U)\) i Taylor-serien: \(C(U) = C_0 + aU + bU^2 + cU ^3 + ... \). Det er muligt at forbedre ikke-linearitet i tilstand med delvis åbning af varaktorens \(p\)-\(n\)-kryds .

Hvis varaktoren er lukket i hele indgangssignalets periode, bruges kun krydsets barrierekapacitans til frekvensmultiplikation. Når dioden åbner, tilføjes en diffusionskapacitans til barrierekapaciteten, som ændrer sig væsentligt mere afhængigt af spændingen, og kapacitans-spændingskarakteristikken bliver mere ulineær. Men ved åbning øges tabene betydeligt på grund af diodens fremadgående strøm. Der er således et bestemt kriterium, der bestemmer muligheden for at bruge en delvis åbningstilstand i en bestemt varaktorfrekvensmultiplikator. Dette kriterium bestemmes baseret på varaktorens frekvensegenskaber og frekvenserne af input- og outputsignalerne. Faktum er, at i en varactor, der opererer i en delvis åbningstilstand, vil tabenes art ændre sig med stigende signalfrekvenser. Ved lave frekvenser vil rekombinationstab være fremherskende; efterhånden som frekvensen stiger, falder de, men inertitab bliver betydelige. I et bestemt frekvensområde kan begge typer tab være ret små, og som et resultat vil varaktorens samlede kvalitetsfaktor overstige enhed, hvilket gør det tilrådeligt at bruge en tilstand med delvis åbning. Grænsefrekvenser estimeres af følgende relationer: \(f_(in) > 1/\tau_(eff)\), \(f_(out N)< 1/\tau_{выкл}\), где \(f_{вх}\), \(f_{вых N}\) - частоты входного и выходного сигналов, \(\tau_{эфф}\) - эффективное время жизни неосновных носителей в базе диода, \(\tau_{выкл}\) - время выключения диода.

I højfrekvente varaktorer bruges specielle foranstaltninger til at reducere \(\tau_(fra)\), som kan være tiendedele af nanosekunder. For at gøre dette skal du reducere tykkelsen af ​​basen og gøre den med en ujævn koncentration af urenheder (se Ladningsopbevaringsdioder).

En teknik til at supplere en varactor multiplikator med såkaldte ledige kredsløb giver dig mulighed for at øge effektiviteten for multiplikatorer med en multiplikationsfaktor større end to. Den er baseret på yderligere konvertering af det 2., 3.... harmoniske signal til et nyttigt udgangssignal ved brug af den samme varactor. Dette kan forklares ved at bruge eksemplet med en tripler med et ekstra kredsløb indstillet til 2. harmonisk. Hvis koblingskredsløbet for dette kredsløb er sådan, at det ikke er en belastning for 2. harmonisk (virker i tomgang), dvs. tab ved denne harmoniske vil være små (deraf navnet - en tripler med et tomgangskredsløb indstillet til 2. harmonisk), så vil samspillet mellem oscillationer af 1. og 2. harmoniske på en ikke-lineær kapacitans føre til konvertering af en del af effekten af den 2. harmoniske til potens 3.

Efterhånden som udgangseffekten stiger på grund af tomgangskredsløbet, stiger effekttabene også - når alt kommer til alt, bliver effekten af ​​tre strømkomponenter nu afgivet i dioden, og ikke to, som i en simpel multiplikator. På trods af dette kan effektiviteten stige, hvis udgangseffekten stiger mere end tabene. I praksis kan vi for en tripler med et tomgangskredsløb for 2. harmonisk opnå en effektivitet på omkring 70 % i stedet for de sædvanlige 40...50 %. I multiplikatorer med højere multiplicitet er det muligt at bruge flere ledige kredsløb, men deres implementering ved ultrahøje frekvenser komplicerer design og konfiguration af multiplikatoren betydeligt med en lille stigning i dens effektivitet. Derfor er de normalt begrænset til et eller sjældnere to ledige kredsløb.

Beskrevet ovenfor varaktor frekvens multiplikation henviser til den klassiske, relativt længe brugte og hyppigt anvendte metode til at isolere harmoniske på et ikke-lineært element. De vigtigste fordele og ulemper ved denne metode er som følger:

• evnen til at generere betydelige kræfter ved frekvenser, der er rekordhøje for enhver halvledermikrobølgegenerator;
• høj effektivitet, især i delvis åbningstilstand og ved introduktion af tomgangskredsløb;
• da varaktormultiplikatorer er et resonant system, er de karakteriseret ved smalbånd og vanskeligheder med frekvenstuning;
• når man arbejder ved lave frekvenser, bliver resonanssystemet for omfangsrigt, og den kvalitetsfaktor, der kræves for at isolere den ønskede harmoniske, er svær at implementere.

For nylig er frekvensmultiplikatorer blevet stadig mere udbredt, hvor resonansmetoden til at adskille harmoniske ikke bruges. En af varianterne er multiplikatorer baseret på effekten frekvensfordobling i et fuldbølge ensretterkredsløb .

Det er typisk for en fuldbølge ensretter, at rippelfrekvensen af ​​udgangsspændingen er to gange frekvensen af ​​indgangsspændingen (en analyse af driften af ​​sådanne ensrettere er givet i afsnittet Ensrettere). Det er denne egenskab, der bruges ved drift af frekvensdoblere. I fig. 3.6-36, 3.6-37 viser kredsløb af to simple fordoblere baseret på et fuldbølge ensretterkredsløb med et midtpunkt og et brokredsløb.

Ris. 3,6-36. Frekvensfordobler baseret på fuldbølgeensretter med midtpunkt

Ris. 3,6-37. Frekvensfordobler baseret på broensretter

I ovenstående dobbeltkredsløb kan dioder af forskellige typer anvendes (silicium-, germanium- eller galliumarsenid-dioder med en \(p\)-\(n\)-forbindelse, ladningslagerdioder, dioder med en Schottky-forbindelse, mikrobølgedioder), parametrene for disse dioder vil helt bestemme frekvens- og effektegenskaberne for fordobleren. For eksempel tillader brugen af ​​Schottky-barrieredioder, som har et lavt fremadgående spændingsfald, forholdsvis svage signaler at blive tilført til indgangen, og hvis der anvendes mikrobølgedioder, skifter enhedens driftsområde til ultrahøjfrekvensområdet (den driftsfrekvensområdet bestemmes også af transformatorernes frekvensegenskaber).

Almindelige resonanskredsløb kan bruges som transformere ved input og output af multiplikatoren, men de bedste parametre er opnåelige ved brug af bredbånds-balun-transformatorer svarende til dem, der bruges i bredbåndsdiodemixere. Sådanne transformere giver bedre input-output-tilpasning og har også høj båndbredde, hvilket gør det muligt at bruge frekvensdobleren til signaler over et meget bredt frekvensområde uden nogen form for tuning. Der er mange muligheder for at skifte bredbåndstransformatorer; det korrekte valg giver dig mulighed for at levere den nødvendige indgangsimpedans til en bestemt enhed. I fig. 3.6-38, 3.6-39 giver en række eksempler på frekvensdoblere med bredbåndstransformatorer.

Ris. 3,6-38. Frekvensfordobler baseret på en broensretter med bredbåndsbaluner (transformationsforhold 1:4 eller 1:1)

Ris. 3,6-39. Frekvensfordobler baseret på en fuldbølge ensretter med en bredbånds balun transformer (transformationsforhold 1:4) ved indgangen

Bemærk, at i diagrammet i fig. 3.6-39 mangler udgangstransformatoren, den blev erstattet af en drossel \(L1\). Dette har stort set ingen effekt på multiplikatorens parametre, men forenkler dens design.

Angiv om nødvendigt frekvensmultiplikation med 4, 8 osv. da fordoblere i ensretterkredsløb kan seriekobles. Det skal dog huskes, at deres effektivitet ikke er særlig høj (ca. 20% for en to-diode-dobler). Derfor er mellem forstærkningstrinene som regel tændt mellem fordoblingstrinene.

Således er de vigtigste egenskaber ved fordoblere i fuldbølge ensretterkredsløb:

• enkel konstruktion og højt bredbånd, især ved brug af bredbåndstransformatorer;
• fraværet af voluminøse resonanssystemer, som gør det muligt for doublerne at være kompakte og bruges ved lave frekvenser;
• lav effektivitet og som følge heraf behov for mellemforstærkning med flertrinsforbindelse.

Ud over de to ovenfor beskrevne metoder kan en lang række kredsløb bruges til at multiplicere frekvensen, som fungerer efter princippet ændring af formen af ​​det sinusformede inputsignal på et kredsløb med betydelige ikke-lineære egenskaber og efterfølgende valg af den ønskede harmoniske . Dette princip er meget tæt på varaktorfrekvensmultiplikation, som også er baseret på et ikke-lineært kredsløb (varactor), dog giver det meget lavere effektivitet, da typiske nøglekredsløb, der giver en ændring i signalformen, normalt er karakteriseret ved ret store tab, og den ikke-linearitet, de implementerer, forårsager fremkomsten af ​​for mange forskellige harmoniske. Den største fordel ved disse multiplikatorer er enkelheden af ​​kredsløbsdiagrammet og indstillingerne. Ligesom varaktormultiplikatorer er bølgeformsændrende multiplikatorer resonansenheder og skal indstilles, når frekvensen ændres.

Et eksempel på et simpelt triplerkredsløb bygget efter det beskrevne princip er vist i fig. 3,6-40.

Ris. 3,6-40. Frekvenstripler 10/30 MHz på dioder

Ligesom i multiplikatorerne baseret på ensretterkredsløb beskrevet ovenfor, bestemmes de fleste af parametrene for denne multiplikator af typen af ​​dioder, der bruges i den. Det optimale valg er normalt at vælge dioder med en Schottky-barriere med passende effekt.

Driftsprincippet for kredsløbet er som følger. Indgangsfilteret \(L1\), \(C1\) sikrer, at impedansen af ​​den næste diodekonverter matcher outputtet fra det foregående trin; desuden forhindrer det indtrængning af højfrekvente signalharmoniske indgange i multiplikatoren . Diodekonverteren \(VD1-VD4\), \(L2\) bruges til at konvertere det sinusformede inputsignal til et rektangulært. Udgangskredsløb \(C2\), \(L3\), \(C3\), \(L4\) vælger den ønskede harmoniske fra det rektangulære signal og sikrer impedanstilpasning ved udgangen af ​​multiplikatoren. En meget vigtig fordel ved dette kredsløb er dets unikke lave fasestøj, som kan være en afgørende faktor for nogleer.

Hvis vi udfører en matematisk analyse af et simpelt firkantbølgesignal, viser det sig, at det kun indeholder harmoniske med ulige tal (1., 3., 5., 7. osv.). Således vist i fig. 3.6-40 kredsløb, med passende justering af resonanskredsløbene, kan bruges til at gange frekvensen med 3, 5, 7, .... For at opnå jævn multiplikation er en anden bølgeformkonvertering nødvendig, for eksempel til en trekantet bølgeform. Det skal huskes, at med en stigning i multiplikationsfaktoren falder den allerede ret lave effektivitet af frekvensmultiplikatoren betydeligt.

Kredsløbet for en anden simpel frekvensmultiplikator er vist i fig. 3,6-41. Dens drift er også baseret på at konvertere en sinusformet bølgeform til en firkantbølge og derefter adskille den ulige harmoniske.

PULSFREKVENS DOBBELT

I amatørradiopraksis er der ofte tilfælde, hvor der kræves en multiplikator af indgangsfrekvensen for en pulssekvens med en konstant faktor, især en frekvensdobler. Tvk, i en elektronisk tyristortændingsenhed til biler med pulserende energilagring, tillader frekvensdobleren brugen af ​​en mindre transformer; i en digital omdrejningstæller ved lav motorhastighed giver den mulighed for at reducere tælletiden osv.

Sådanne fordoblere, udløst af kanten og faldet af inputimpulser, implementeres sædvanligvis ved hjælp af EKSKLUSIVE ELLER logiske elementer. Fordobleren beskrevet nedenfor er samlet ved hjælp af de mere almindelige NOR- og NAND-elementer. Det giver mulighed for separat at regulere varigheden af ​​udgangsimpulser, når de udløses af både kanten og bunden af ​​en inputimpuls på højt niveau. Formen af ​​inputimpulserne kan være enhver, men rektangulær med stejl stigning og fald er at foretrække. Impulsamplituden skal svare til de logiske niveauer af de anvendte mikrokredsløb (normalt inden for forsyningsspændingstolerancen).

I fig. 1 viser et dobbeltkredsløb med to OR-HE-elementer, og fig. 2 - spændingsgrafer ved dets karakteristiske punkter. I det indledende øjeblik er kondensator C1 afladet, og C2 er næsten opladet. Når en indgangsimpuls på højt niveau vises, oplades kondensator C1 gennem modstand R1, og C2 aflades hurtigt gennem diode VD2 og udgangen af ​​element DD1.1.

Når spændingen UC2 falder til tærskelniveauet U, fremkommer en højniveauimpuls ved udgangen af ​​element D01.2, som slutter i det øjeblik, hvor spændingen Ucl stiger til tærsklen. Varigheden af ​​udgangsimpulsen bestemmes således af forskellen mellem opladningstiden t for kondensatoren C1 og afladningstiden C2 (elementets forsinkelsestid tj* kan ignoreres på grund af dets relative lillehed).

Diodens direkte modstand og modstanden af ​​elementets åbne indgang er små, så i de fleste tilfælde kan de også negligeres. Som et resultat er varigheden t^, når den udløses af kanten af ​​inputimpulsen, ca. 0,7R1C1 "P" Un<*= 0,5U^.

Når indgangsimpulsen aftager, aflades kondensatoren Cl gennem dioden VD1 og udgangen af ​​inputdriveren (eller kontakterne S1 på kontakten, vist i fig. 1 med stiplede linjer), og kondensatoren C2 oplades gennem modstanden R2. Varigheden t^, når den udløses af et fald i indgangsimpulsen, er lig med 0,7R2C2.

En doubler baseret på to NAND-elementer (K561LA7) adskiller sig fra den beskrevne ved, at dioderne i den er skiftet i den modsatte retning. Weekendens varighed er

BB1 K17BLE5

I tiOP fTT"^" Trigger

ingen front

JEG. -gp 3 I | Udløses ved fald

J?bykh

d derefter_ _ og//./ (5) o_ _ ShL K155LAZ; VB2 D9K

impulser, når de udløses af flanken og faldet af en indgangsimpuls på højt niveau, bestemmes henholdsvis af tidskonstanterne for kredsløbene R2C2 og R1C1. Med R1=R2=680 kOhm og C1=C2=1000 pF er varigheden af ​​udgangsimpulserne på lavt niveau 500 μs.

Når fordobleren opererer fra mekaniske kontakter, skal varigheden af ​​udgangsimpulsen overstige varigheden af ​​deres "blinkende", ellers er fejl mulige. På grund af forskellen i kondensatorernes opladnings- og afladningstider (de kan afvige 10...1000 gange), vil logikelementet efter den første omskiftning forblive i denne tilstand indtil slutningen af ​​udgangsimpulsen.

Timing kondensatorer kan tilsluttes ikke til den negative, men til den positive strømforsyningsledning. I dette tilfælde skifter opladnings- og afladningsfaserne af kondensatorerne plads, men spændingsgraferne forbliver uændrede.

Fordoblere kan forbindes i serie, så vil udgangsfrekvensen være 2" gange større end indgangsfrekvensen (n er antallet af fordoblere). Tidskonstanten for hver efterfølgende fordobler skal være halvdelen af ​​den forrige.

Fordoblere kan implementeres på CMOS-mikrokredsløb i serierne K176, K561, 564. Dioder er silicium med lav effekt, der pulseres med lav omvendt strøm, for eksempel KD520-KD522-serien. Timing kondensatorer - keramiske KM6 eller lignende.

Den beskrevne fordobler kan også implementeres på TTL-chips. Ved brug af OR-HE-elementer bør tidsmodstande udelukkes. Kondensatorerne vil blive opladet gennem indgangsmodstanden R^ af det logiske element, svarende til 2,8...40 kOhm, afhængigt af rækken af ​​mikrokredsløbet, og afladet gennem dioden og elementets åbne udgang. Varigheden af ​​udgangsimpulserne på højt niveau bestemmer kapacitansen af ​​den tilsvarende kondensator - cirka 0,33 ^ C. Der bør anvendes germaniumdioder med lav fremadspænding og omvendt strøm, for eksempel serie D9, D310, GD402.

Fordobleren baseret på NAND-elementer (fig. 3) er ikke anderledes i design og drift fra sin prototype baseret på CMOS-strukturelementer. Denne mulighed har dog ulemper. Kondensatoren oplades således gennem elementets udgang, hvis udgangsmodstand i tilstand 1 er flere gange større end i tilstand 0. Modstanden af ​​tidsmodstanden bør være større end elementets udgangsmodstand, men bør ikke overstige 0,2Rro. Som et resultat falder intervallet for ændring af varigheden af ​​strømmen>1, forsinkelsestiden øges, og som et resultat forringes klarheden af ​​at skifte elementet og beskyttelsen mod "bounce" af kontakter.

Varigheden af ​​udgangsimpulserne på lavt niveau fra fordobleren er (1,1...1,2) RC. Spændingsgrafer ved karakteristiske punkter for fordobleren på NAND-elementer er vist i fig. 4.

B. ROVKOV

Kharkov, Ukraine

Faselåste sløjfer bruges ofte til frekvensmultiplikation. Tidligere blev harmoniske generatorkredsløb brugt til dette formål, efterfulgt af valg af den tilsvarende harmoniske med et smalbåndsfilter.

Et faselåst sløjfekredsløb er meget bedre egnet til dette formål. I dette kredsløb er det relativt nemt at ændre multiplikationskoefficienten for kredsløbet ved at ændre divisionskoefficienten i feedbackkredsløbet. Frekvensmultiplikation bruger enten digitalt eller helt digitalt faselåst sløjfekredsløb.

Frekvensmultiplikatorer bruges nu almindeligvis til at øge den interne clockhastighed i store integrerede kredsløb. I disse chips kaldes det digitale faselåste sløjfekredsløb en analog klokmultiplikator, og det helt digitale PLL-kredsløb kaldes en digital frekvensmultiplikator.

For at øge clockfrekvensen af ​​digitale mikrokredsløb anvendes ofte et helt digitalt frekvensmultiplikatorkredsløb, og til blandede kredsløb eller kredsløb beregnet til digital signalbehandling er brugen af ​​en analog frekvensmultiplikator at foretrække. Dette skyldes udgangssignalets spektrale renhed. Det analoge kredsløb giver en mere stabil oscillation, men er langsommere til at nå driftstilstand.

Et eksempel på et kredsløbsdiagram af en analog klokmultiplikator er vist i figur 1.

Figur 1. Skematisk diagram af en analog frekvensmultiplikator.

I dette kredsløb er en referenceoscillator med kvartsfrekvensstabilisering implementeret på logiske elementer D4 og D6. Den spændingsstyrede generator er implementeret på elementerne D1 og D3. I betragtning af, at dette er en RC-oscillator, har den et meget stort frekvensindstillingsområde. Felteffekttransistor VT1 bruges som styreelement. Det kan ændre kanalmodstanden inden for flere tusinde. (VCO-frekvensen vil blive justeret det samme antal gange.) Fasekomparatoren er implementeret på chips D7, D8 og D10. Opfangningsbåndet for det faselåste sløjfekredsløb bestemmes af et lavpasfilter implementeret på kondensator C4.

Denne frekvensmultiplikator tillader kun seksten trin af clockfrekvensjustering. Koden, der bestemmer multiplikationskoefficienten, indtastes gennem en forenklet seriel port samlet på skifteregisteret D2. Afhængigt af koden ændres udgangsfrekvensen 16 gange.

I mere komplekse frekvensmultiplikatorkredsløb indføres dividere mellem referenceoscillatoren og fasekomparatoren. Dette tillader implementering af brøkfrekvensmultiplikationsfaktorer.