Feedback kan være positiv (POS) eller negativ (NOS). Positiv feedback øges og forvandler den til Schmitt (se bind I). reducerer forstærkningen og overfører op-ampen til lineær tilstand - til et analogt signal.

Ris. 1,27. Forstærkere med OOS: a - ikke-inverterende; b - invertering; c - med isolerende kondensatorer; d - tilslutning af en lavimpedansbelastning til en forstærker med bipolær strømforsyning; d - repeater; e - med høj inputmodstand; g, h - kraftig op-amp med sekventiel forbindelse af kraftige transistorer

Ris. 1,27. Forstærkere med OOS:

og - en kraftig op-amp med parallelforbindelse af kraftige transistorer; k - kraftig op-amp med højspændingsstrømforsyning; l - disse modstande (normalt R1 = R2 = 10...1000 kOhm) spændingen ved midtpunktet er lig med halvdelen af ​​forsyningsspændingen. C1 er et filter, det er nødvendigt for at reducere udgangsdeleren (dvs. for at forbedre driften af ​​forstærkeren). Dens kapacitet bestemmes ud fra udtrykket Cl x R = 0,5...2, hvor C1 er kapacitansen af ​​kondensatoren C1 i mikrofarader, og R er en af ​​modstandene R1 eller R2 (R1 = R2) i megaohm.

Fordelen ved en op-amp repeater er dens enorme input, det vil sige, at den stort set ikke forbruger strøm fra signalkilden. Indgangsoutputtet fra op-amp repeatere med bipolære transistorer ved indgangen når adskillige til hundredvis af gigaohm, dvs. omtrent det samme som ved dårlig isolering. Indgangen ved indgangen er næsten umulig at måle - den opnår god isolation og er tusinder til millioner af gange større end den for en bipolær transistor op-forstærker. Ulempen ved repeatere baseret på udbredte og billige op-amps er deres betydelige indgangskapacitet. Det overstiger normalt ikke 5 pF, men ved en frekvens på 100 kHz (og følgelig indgangsfølgeren) af en sådan kondensator er 400 kOhm. I højfrekvens og en vis præcision samt speciel buffer og måling af op-forstærkere er indgangskapaciteten tusindvis af gange mindre.

Modstand R afbalancerer op-ampen - med dens hjælp, ved nulspænding ved indgangen, er markøren på enheden P1 indstillet til nulpositionen. Når du bruger præcisions op-amps i et kredsløb, er dette valgfrit.

En forsyningsspændingsdeler er samlet på elementerne Rl, R2, C1; spændingen ved tilslutningspunktet for disse elementer er lig med halvdelen af ​​forsyningsspændingen. C1 er valgfri, den har stort set ingen effekt på driften. Men det er ikke tilrådeligt at fjerne det - selvexcitering kan forekomme ved høje frekvenser.

Når indgangsspændingen ændres, ændres strømmen, der strømmer gennem Rfl0I] -P1 kæden, på grund af dette ændres spændingen ved midtpunktet af spændingsdeleren. Men da signalet (spændingen) til indgangen leveres præcist i forhold til netop dette midtpunkt (en af ​​indgangene er forbundet til det), vil dette ikke påvirke nøjagtigheden af ​​spændingsmålingen: for eksempel med en indgangsspænding på 1,0 V , vil spændingen på kredsløbet R ikke -Pl være lig med 1,0 V, uanset spændingen i midtpunktet. Men dette er kun, hvis forsyningsspændingen styres ikke fra forsyningsspændingen, dvs. den skal strømforsynes fra sit eget batteri (batteri).

Lad os nu anvende en positiv halvbølge af inputsignalet til op-amp input. En positiv spænding vises ved udgangen af ​​op-ampen - den vil kun falde til nul, når spændingen ved den inverse indgang på op-ampen bliver lig med spændingen ved den fremadgående (dette er princippet om drift af op-amp). For at udgangsspændingen kan stige, skal indersiden af ​​op-ampen (se fig. 1.25, a) åbne, forbundet til "+U" terminalen (VT1 i fig. 1.25, a). Det vil sige, i dette tilfælde er ben 2 og 6 på op-amp lukket, og strømmen løber gennem de serieforbundne R4 og R6, og spændingsfaldet over modstand R4 stiger (og over modstand R5 falder det; men ikke mere end 2...3 gange). På et tidspunkt stiger spændingsfaldet over modstanden R4 til en værdi, hvor VT1 begynder at åbne - det ser ud til at "hjælpe" op-forstærkeren med at øge spændingen ved udgangen af ​​forstærkeren, mens en strøm på ca. 2| e gange mere end gennem en op-amp - det vil sige, dette sikrer, at udgangsstrømmen fra en relativt lav-effekt op-amp forstærkes af kraftige transistorer.

Så snart spændingen ved begge indgange på op-ampen, på grund af OOS, er ens, vil spændingen ved udgangen af ​​forstærkeren (ved belastningen) være fast og stoppe med at ændre sig. I dette tilfælde vil der løbe noget strøm gennem belastningen, og følgelig vil der også strømme en strøm gennem R4 og R6, ca. h 2 l 3 gange mindre end udgangen. VT1 vil være let åben, og med den mindste stigning/fald i spændingen ved indgangen, vil strømmen, der løber igennem den, også stige/falde. Hvis indgangsspændingen falder kraftigt (hvilket er typisk for et lydsignal), kan udgangsspændingen ikke følge med indgangen - i dette tilfælde vil spændingsfaldet over modstanden R5 stige (da op-ampen altid forsøger sit bedste for at udligne spændingerne på de direkte og inverse indgange), og VT2 vil "hjælpe" udgangsspændingen med at falde.

Strømforstærkningen af ​​transistorer VT1 og VT2 i dette kredsløb overstiger ikke 5... 10 gange - på grund af shunting af basisforbindelsen med modstande R4 og R5. Hvis der er behov for en højere forstærkning, er det tilrådeligt at erstatte VT1 og VT2 med sammensatte (som i fig. 1.27, h), men samtidig er det umuligt at fjerne eller endda ændre værdien af ​​modstande R4 og R5 (hvorfor , se ovenfor). I dette tilfælde, selv når du bruger laveffekt op-amps, kan du få en betydelig strøm ved udgangen.

På et tidspunkt lavede jeg en masse forstærkere i henhold til kredsløbet i fig. 1.27, og derfor vil jeg give nogle nyttige tips:

Modstand R6 kan kortsluttes - især hvis der bruges enkelteffekt (jeg foretrækker sammensatte). Dette vil forbedre ydeevnen af ​​forstærkeren, men vil øge opvarmningen af ​​sagen - en radiator er påkrævet. Hvis du ikke har en speciel radiator, kan du blot lime flere metalplader oven på mikrokredsløbet - jo større deres område, jo bedre.

Forstærkeren udvikler effekt op til 70 W. Du kan kontrollere, om din op-amp kan fungere ved så høj en spænding som følger: baserne på begge transistorer, såvel som belastningen, er ikke forbundet til kredsløbet, alt andet er samlet i henhold til fig. 1.27, og forsyningsspændingen tændes (via R4 og R5!) og spændingsfaldet over R4, R5 måles. Hvis den ikke overstiger 0,3 V, er alt i orden.

Ved en forsyningsspænding på ±28 V eller mere brændte alle op-ampere ud. Hvis du har brug for op-ampen til at fungere ved så høj en spænding, skal der tilføres strøm til den gennem (fig. 1.27, k; korrektions- og feedbackkredsløbene er forbundet på samme måde som i fig. 1.27, i). Stabiliseringsspændingen for begge zenerdioder skal være den samme og sådan, at op-ampens forsyningsspænding ikke overstiger 25 V (f.eks. U ni)T = ±32 V, U CT = 32 – 25 = 7 V) .

Som du ved, er spændingsfaldet over en zenerdiode meget svagt på grund af strømmen, der løber gennem den. Det er netop på grund af denne effekt, at de er egnede til brug i en sådan forstærker: takket være dem er op-ampens forsyningsspænding begrænset til et niveau, der er sikkert for den, og dem, der er tilsluttet i henhold til kredsløbet, er fuldt ud åben, selv når spændingsfaldet over basismodstanden kun er 1...2 V - dette er meget mindre spænding op-amp forsyning.

Ulemper ved en sådan forstærker:

1. Alle af dem, selv de bedste, er meget støjende (det vil sige, at deres stabiliseringsspænding, med en konstant strømmende strøm, svinger kaotisk omkring et eller andet "gennemsnitligt" niveau), derfor støjer den samlede mere end den samme, men uden zenerdioder (og med lavere forsyningsspænding). For at bekæmpe støj kan du tænde for elektrolytiske kapacitanser for flere enheder ... tiere parallelt med zenerdioderne, men på grund af disse kondensatorer, umiddelbart efter at have tændt for forsyningsspændingen, er spændingen ved strømforsyningsterminalerne på op-amp vil stige til farlige værdier (en afladet kondensator er tæt på nul), og op-ampen kan svigte.

2. Da spændingen ved transistorernes kollektorer kan være større end spændingen ved udgangen af ​​op-ampen, kan sidstnævnte svigte (strømmen løber gennem R6). Du kan sikre dig mod dette problem, hvis terminalen på modstand R6, som er rigtig i henhold til diagrammet, ikke er forbundet til transistorernes kollektorer, men til den fælles ledning. I dette tilfælde er modstanden omkring 100 ohm.

3. Zenerdiodernes stabiliseringsspænding bør ikke overstige 10 V: Jo højere den er, jo større er chancerne for, at din forstærker på et tidspunkt spontant fejler.

Amplituden af ​​udgangsspændingen afhænger i dette tilfælde ikke af op-ampens forsyningsspænding og ligesom i fig. 1,27, og kan nå U nHT – 0,7 V (modulo). Ved brug af komposittransistorer er det cirka 0,5 V mindre.

I disse kredsløb (fig. 1.27, i; 1.27, j) kan den også bruges med en isoleret gate (VT1 - p-kanal, VT2 - η-kanal). En sådan forstærker har ingen mærkbare fordele i forhold til en forstærker baseret på bipolære transistorer. Det er sværere at konfigurere, så jeg vil ikke give dets diagram her. Hvis du ikke har tilstrækkelig erfaring med felteffekttransistorer og forstærkere baseret på dem, skal du ikke prøve at tegne dets kredsløb selv.

Kondensator C2 oplades gennem serieforbundne R3, R4. Så snart spændingerne ved begge indgange er ens, vil spændingen ved op-amp-udgangen falde til spændingen ved den direkte indgang (dvs. til halvdelen af ​​forsyningsspændingen), og i mangel af et indgangssignal vil den blive opretholdt på dette niveau. Når et højfrekvent signal påføres forstærkerens indgang, vil udgangsspændingen også ændre sig; men da kapacitansen af ​​kondensator C2 er ret stor, vil spændingen på dens plader ikke nå at ændre sig væsentligt i løbet af den ene halvcyklus af det forstærkede signal, så vi kan antage, at spændingen ved den venstre terminal af modstand R3 iflg. diagrammet er konstant og lig med halvdelen af ​​forsyningsspændingen. I dette tilfælde er forstærkerens spændingsforstærkning lig med forholdet mellem modstand R4 og modstand R3.

Når du bruger en kondensator C2 med for lille kapacitet, vil forstærkerens forstærkning ved lave frekvenser være mindre end ved høje frekvenser, og i ekstreme tilfælde (kapacitansen af ​​kondensatoren C2 er nul, det vil sige, at der slet ikke er nogen kondensator ), er forstærkningen lig med én (dette bliver til, svarende til det vist i fig. 1.27, d). Dette skyldes det faktum, at i dette tilfælde vil spændingen ved kondensatorens terminaler svinge inden for betydelige grænser, når udgangssignalet ændres, hvorfor den lavfrekvente komponent af signalet vil blive "udjævnet".

For eksempel i fig. Figur 1.31 viser grafer over indgangssignalet (fig. 1.31, a) og udgangssignalet (fig. 1.31,6) fra en sådan "forstærker". I fig. 1.31, men indgangssignalets lavfrekvente komponent er tydeligt synlig, og når et sådant signal forstærkes af den "korrekte" forstærker, vil det være lige så tydeligt at høre. Men hvis forstærkeren ifølge kredsløbet i fig. 1,27, l kapacitet af kondensator C2 er også

Ris. 1,31. Forklaringer til fig. 1,27, l. Indgangssignal (a) og udgangssignal (b) med for lille kapacitans C2. Hvis kapacitansen C2, såvel som C1 og S3, er signifikant, gentager formen af ​​udgangssignalet formen af ​​inputsignalet, så vil lavfrekvente komponenten (den "bas" så elsket af nutidens musikelskere) blive svækket så meget, at det bliver helt umærkeligt, og det vil være meget svært at genoprette det. I fig. 1.31, og den stiplede linje viser konventionelt ændringen i spænding over kondensatoren. Som du kan se, jo større dens kapacitet, jo bedre. Men du skal ikke stræbe efter det ideelle, og en kapacitans på 47 μF, med en OOS-modstand på 100 kOhm, er ganske tilstrækkelig.

Typer af feedback. Skelne

positive og negative specielt introduceret OS. På positiv OS-signalet fra udgangen til forstærkerens indgang ankommer i fase med indgangssignalets svingninger, som et resultat af, at forstærkerens forstærkning øges. Denne type OS bruges hovedsageligt i autogeneratorer. På negativ Feedback (FFE) oscillationer fra udgangen til forstærkerens indgang ankommer i modfase med indgangssignalet, som et resultat af hvilket dens forstærkning falder. Forstærkere bruger normalt OOS, hvilket forbedrer deres kvalitetsindikatorer.

Måder at give negativ feedback. Baseret på metoden til at modtage feedbacksignalet ved forstærkerens udgang skelnes kredsløb med feedbacksløjfer:

• ved spænding hvor feedbackspændingen Uр er proportional med spændingen ved udgangen af ​​forstærkeren Uout;
• ved strøm hvor feedbackspændingen Uз er proportional med belastningsstrømmen; med kombineret, hvor en kombination af begge metoder udføres. Feedbackspændingen kan påføres forstærkerens indgang enten i serie eller parallelt med indgangssignalet.

Derfor skelner de konsekvent(med tilføjelse af spændinger) og parallel feedbackkredsløb (med tilføjelse af strømme. Feedbackkredsløbet kan dække hele forstærkeren eller en del af den. Forstærkeren kan have flere (afhængige eller uafhængige af hinanden) feedbackkredsløb.

OS's indflydelse på forstærkerens hovedparametre. Forstærkningen af ​​en forstærker med feedback bestemmes ved at bruge eksemplet på et forstærkerkredsløb med seriel spændingsfeedback),

Hvis der tilføres spænding Us til forstærkerens input, viser feedback-koefficienten (faktoren) hvilken del af udgangsspændingen der er feedbackspændingen. På positiv feedbackkoefficient P. kan tage værdier fra 0 til +1, og hvornår negativ- fra 0 til - 1. Normalt i forstærkerkredsløb er p = 0,05-0,2 Feedbackspænding Uр = ±рUout er proportional med udgangsspændingen. Den resulterende spænding ved forstærkerindgangen er U=Uin+Uр=Uin+(±РUout), hvorfra UIn=U-(±рUout). Forstærkningen af ​​forstærkeren, der er dækket af feedback, er defineret som forholdet mellem den oprindelige spænding og indgangsspændingen fra den eksterne kilde Kp = Uout/Uin=Uout/[±pUBOUTH)]. Det er klart, med positiv feedback stiger K$=K/=K/(1 - РK) med (1 - рK) gange, og med negativ feedback Kр=K/(1 + рK) falder den med (1 + РK) én gang. Med dyb OOS er det nemt at få ZK>1. I en flertrinsforstærker med en stor forstærkning K realiseres dette forhold selv ved en lille værdi af p, så koefficienten Kp = 1/p. Heraf er det klart, at forstærkerens forstærkning ikke afhænger af K, dvs. af parametrene for forstærkerkredsløbet og antallet af dets kaskader, men kun bestemmes af transmissionskoefficienten p af OS-kredsløbet. Ved tilstedeværelse af negativ feedback falder forstærknings-ustabilitetskoefficienten e=DKr/Kr = AK-1/K(1 + PK) med (1+pK) gange, hvorved der opnås forstærkningsstabilisering uanset årsagerne, der forårsagede disse ændringer. Indgangsimpedansen for en forstærker med feedback afhænger af metoden til at levere feedbackspænding, typen af ​​feedback og dens dybde. Sekventiel OOS i spænding og strøm øger indgangsmodstanden, og parallel 1 (i spænding og strøm) mindsker den.

Udgangsimpedansen af ​​en forstærker med feedback afhænger af metoden til at opnå feedbackspænding, af dens type og dybde. Seriel og parallel OOS i spænding reducerer, og seriel og parallel OOS i strøm øger forstærkerens udgangsimpedans. Med seriel feedback er den endelige kildemodstand sig. Nala reducerer dybden af ​​feedback, så det er tilrådeligt at bruge seriel feedback i spændingsforstærkere. Ved parallel feedback har signalkildens modstand den modsatte effekt (efterhånden som den falder, falder feedbackdybden også), derfor anbefales parallel feedback til brug i strømforstærkere. I forstærkere med strømudgang er spændingsfeedback ikke praktisk, da det reducerer udgangsimpedansen.

Negativ omvendt kobling reducerer det harmoniske signal som følge af ikke-lineær forvrængning med (1 + pK) gange. Det har en lignende effekt på interferensspænding (baggrund, pickup). I fravær af faseforvrængninger og relativt små ikke-lineære forvrængninger (Y<10-15 %) коэффициент нелинейных искаже-ний усилителя с ООС уменьшается в (1 + рK) раз. При высоком уровне нелинейных искажений ООС не способствует их уменьшению, а кроме того, может перейти в положительную за счет дополнительных фазовых сдвигов высших гармоник и тогда нелинейные. иска-жения возрастут. Для снижения нелинейных искажений ООС обычно вводят в выходные каскады с наибольшими диапазонами выход-ных напряжений. При малых фазовых сдвигах Ф сигнала и независимой от часто-ты цепи ООС в усилителе коэффициент частотных и фазовых иска-жений Мр=M(1+роKо)/(1 + РоК); ф3~ф(1 + |ЗK).

Det følger heraf, at OOS reducerer frekvens- og faseforvrængninger med cirka (1 + poKo) gange, derfor udjævnes frekvenskarakteristikken Kр=ф(f) (versus K), hvilket hjælper med at udvide båndbredden af ​​forstærkeren Af2>Af1. Med OOS med hensyn til spænding opnås en reduktion i frekvensforvrængning (udvidelse af båndbredden) ved at reducere Ko ved mellemfrekvenser. Der betragtes således aktiv feedback, hvor koefficienten P ikke afhænger af frekvensen. Hvis tilbagekoblingskredsløbet er lavet med reaktive elementer, er det muligt at opnå frekvensafhængig feedback, hvori forstærkerens frekvensgang kan korrigeres.

Blokdiagram af forstærkeren. Ifølge kredsløbsdesignet kan forstærkere være enkelt- eller flertrins. Antallet af trin bestemmes af kravene til forstærkere. Blokdiagrammet for forstærkeren består af input- og outputenheder, foreløbige og kraftige forstærkere, belastning og strømforsyning. Indgangsenheden Vkh.U tjener til at transmittere et signal fra IC-kilden til indgangskredsløbet på det første forstærkerelement, hvilket sikrer matchning af modstande og signalniveauer, balancering af kredsløb, adskillelse af kredsløb af den konstante komponent af signalkilden og signalkilden. indgangskredsløb for forstærkerelementet. En input-enhed i form af en balun-transformator konverterer forstærkerens asymmetriske indgangskredsløb til et symmetrisk, og i form af en modstand med en adskillende kondensator sikrer adskillelse af jævnstrøms- eller spændingskomponenten i signalets udgangskredsløb kilde og i indgangskredsløbet til forstærkerelementet. En modstand med justerbar modstand regulerer niveauet af indgangssignalet.

PU-forforstærkeren, enkelt- eller flertrins, giver forstærkning af spændingen, strømmen eller signaleffekten til den værdi, der kræves for normal drift af forstærkeren.

En kraftig forstærker MU er designet til at levere den nødvendige signaleffekt til belastningen I, hvilket udføres ved passende valg af forstærkningselementer i kredsløbet og dets konstruktion.

Udgangsenhed Ud. U tjener til at transmittere det forstærkede signal fra udgangskredsløbet på det sidste trin til belastning N. Udgangsenheden i form af en udgangstransformator (giver optimal belastning til forstærkerelementet på udgangstrinnet eller matcher forstærkerens udgangsimpedans med belastningsimpedansen Ved betjening af et asymmetrisk udgangstrin, Når man bærer en symmetrisk belastning (f.eks. en symmetrisk to-tråds fødeledning), er en balun transformer inkluderet i forstærkerens udgangskredsløb.

65 nanometer er næste mål for Zelenograd-værket Angstrem-T, som vil koste 300-350 millioner euro. Virksomheden har allerede indsendt en ansøgning om et præferencelån til modernisering af produktionsteknologier til Vnesheconombank (VEB), rapporterede Vedomosti i denne uge med henvisning til formanden for anlæggets bestyrelse, Leonid Reiman. Nu forbereder Angstrem-T sig på at lancere en produktionslinje til mikrokredsløb med en 90nm topologi. Betalinger på det tidligere VEB-lån, som det blev købt til, begynder medio 2017.

Beijing styrter Wall Street

Nøgle amerikanske indeks markerede de første dage af det nye år med et rekordfald; milliardæren George Soros har allerede advaret om, at verden står over for en gentagelse af 2008-krisen.

Den første russiske forbrugerprocessor Baikal-T1, til en pris af $60, lanceres i masseproduktion

Baikal Electronics-virksomheden lover at lancere den russiske Baikal-T1-processor i industriel produktion, der koster omkring $60 i begyndelsen af ​​2016. Enhederne vil være efterspurgte, hvis regeringen skaber denne efterspørgsel, siger markedsdeltagere.

MTS og Ericsson vil i fællesskab udvikle og implementere 5G i Rusland

Mobile TeleSystems PJSC og Ericsson har indgået samarbejdsaftaler om udvikling og implementering af 5G-teknologi i Rusland. I pilotprojekter, herunder under VM 2018, har MTS til hensigt at teste den svenske leverandørs udvikling. Operatøren vil i begyndelsen af ​​næste år indlede en dialog med ministeriet for tele- og massekommunikation om dannelsen af ​​tekniske krav til femte generation af mobilkommunikation.

Sergey Chemezov: Rostec er allerede en af ​​de ti største ingeniørvirksomheder i verden

Lederen af ​​Rostec, Sergei Chemezov, besvarede i et interview med RBC presserende spørgsmål: om Platon-systemet, problemerne og udsigterne for AVTOVAZ, statens interesser i den farmaceutiske virksomhed, talte om internationalt samarbejde i forbindelse med sanktioner pres, importsubstitution, omorganisering, udviklingsstrategi og nye muligheder i svære tider.

Rostec "hegner sig selv" og trænger sig på laurbærrene hos Samsung og General Electric

Bestyrelsen for Rostec godkendte "Udviklingsstrategien indtil 2025". Hovedmålene er at øge andelen af ​​højteknologiske civile produkter og indhente General Electric og Samsung i vigtige finansielle indikatorer.

Spændingsfeedback (VFE), som navnet antyder, refererer til sløjfe-lukkede konfigurationer, hvor fejlsignalet er en spænding. I traditionelle operationsforstærkere genereres feedback af et spændingssignal, dvs. inputben reagerer på spændingsændringer; dette genererer en tilsvarende udgangsspænding. Strømfeedback refererer til sløjfe-lukkede konfigurationer, hvor fejlsignalet, der bruges til at implementere feedbacken, er en strøm. I en strømtilbagekoblingsforstærker overføres fejlstrømmen til en af ​​dens indgangsben; samtidig genereres også den tilsvarende udgangsspænding ved udgangen. Bemærk, at begge strukturer under drift forsøger at opnå det samme resultat: nul differential indgangsspænding og nul indgangsstrøm. En ideel spændingsfeedback op-forstærker har høje impedansindgange, hvilket resulterer i nul indgangsstrøm, og bruger spændingsfeedback til at opretholde nul indgangsspænding. Strømfeedback-op-forstærkere har på den anden side en lav impedansindgang og bruger strømfeedback for at opretholde nul-indgangsstrøm.

Overførselsfunktionen af ​​en transimpedansforstærker er afhængigheden af ​​udgangsspændingen af ​​indgangsstrømmen, og "forstærkning"-koefficienten (mere præcist, konverteringskoefficienten) af en sådan forstærker v O /i IN har dimensionen modstand. Derfor kan strømfeedback op-forstærkere klassificeres som transimpedansforstærkere. Det er interessant at bemærke, at et op-amp-kredsløb med lukket spændingsfeedback også kan klassificeres som et transimpedanskredsløb til dynamisk strømstyring af en summeringsterminal med lav impedans (for eksempel ved læsning af et fotodiodesignal). Dette kredsløb genererer en udgangsspænding svarende til indgangsstrømmen ganget med tilbagekoblingsmodstanden.

Da ethvert kredsløb med op-amp i princippet kan implementeres med enten strømfeedback eller spændingsfeedback, kan strømspændingskonverteren implementeres på en operationsforstærker med strømfeedback. Når udtrykket transimpedansforstærker bruges, er det nødvendigt at forstå forskellen mellem en strøm-feedback-operationsforstærker med en specifik struktur og enhver sløjfelukkede strøm-til-spænding-omformere, der opfører sig som transimpedanskredsløb.

I en forenklet spændingsfeedback op-amp model (uendelig indgangsimpedans, nul udgangsimpedans og høj åben sløjfeforstærkning) i en ikke-inverterende forbindelse forstærkes spændingsforskellen over inputs (V IN+ –V IN–) ifølge open-loop gain A(s), og en del af udgangsspændingen overføres til den inverterende input gennem en resistiv divider bestående af modstande RF og RG .

For denne ordning:

Ved at erstatte og forenkle får vi:

Den øvre grænse for frekvensområdet (båndbredden) af det lukkede sløjfekredsløb er lig med den frekvens, hvor sløjfeforstærkningen LG har en værdi på enhed (0 dB). 1 + RF/R G-termen, kaldet støjforstærkningen, er også signalforstærkningen for et ikke-inverterende kredsløb. I et Bode-diagram er den lukkede sløjfe-båndbredde defineret som skæringspunktet mellem op-forstærkerens open-loop-forstærkning A(s) og støjforstærkningen NG. En stor støjforstærkning reducerer sløjfeforstærkningen og dermed lukket sløjfebåndbredde. Hvis A(s)-plottet har en hældning på 20 dB/årti, vil produktet af kredsløbets forstærkning og dets båndbredde være en konstant. En forøgelse af kredsløbsforstærkningen med 20 dB vil således reducere båndbredden med et årti (ti gange).

I en forenklet model af en ikke-inverterende strømtilbagekoblingsforstærker er den ikke-inverterende input højimpedansindgangen på en enhedsforstærkningsbuffer, og den inverterende input er lavimpedansudgangen fra denne buffer. Bufferen tillader fejlstrøm I ERR at strømme ind i eller ud af den inverterende input, og enhedsforstærkning tvinger den inverterende input til at følge det ikke-inverterende inputsignal. Fejlstrømmen overføres gennem modstanden RF til højimpedansknuden, hvor den omdannes til spænding og overføres gennem en buffer (ikke vist i diagrammet) til udgangen. Højimpedansknudepunktet er en frekvensafhængig modstand Z(s), dens rolle svarer til den åbne sløjfeforstærkning for en op-forstærker med spændingsfeedback; den har en høj DC-impedans og en hældning på 20 dB/årti.

Feedback er meget brugt i en række atomkraftværker, inkl. og på UU. I ledelsessystemet er introduktionen af ​​OS beregnet til at forbedre en række grundlæggende indikatorer eller give nye specifikke egenskaber. Operativsystemet spiller en særlig, grundlæggende rolle i mikroelektroniske styreenheder. Det kan hævdes, at uden den udbredte brug af OS, ville det være ekstremt vanskeligt at udføre serieproduktion af lineære IC'er.

Feedback er overførslen af ​​en del (eller hele) af signalenergien fra udgangen til enhedens input. Feedbacksignalet kan tages fra udgangen af ​​hele enheden eller fra et hvilket som helst mellemtrin. Et operativsystem, der dækker en kaskade kaldes normalt lokalt, og et operativsystem, der dækker flere kaskader eller hele flertrinskontrolenheden, kaldes generelt.

Blokdiagrammet for styreenheden med OS er vist i figur 3.1.

Ris. 3.1. Controller med OS

Typisk er forstærkningen af ​​styreenheden og transmissionskoefficienten for feedbackkredsløbet komplekse, hvilket indikerer muligheden for et faseskift i LF- og HF-regionerne på grund af tilstedeværelsen af ​​reaktive elementer både i selve styreenheden og i feedbacken kredsløb.

Transmissionskoefficienten for OS-kredsløbet er lig med:

Ifølge den klassiske OS-teori bestemmes indflydelsen af ​​OS på kvalitetsindikatorerne for kontrol af returforskellen (dybden af ​​OS):

hvor er determinanten, når parameteren direkte transmission er lig med nul. Hvis denne parameter er lig med nul, svarer det til at bryde en lukket signaltransmissionsløkke med bevarelse af belastningsimmittanser ved brudpunktet.

At følge den klassiske OS-teori fører til beregningsmæssig kompleksitet, som kun kan overvindes ved hjælp af en computer.

Elementær OS-teori er velegnet til skitseberegninger. Dens anvendelse er tilladt, når det er muligt at adskille frem- og tilbagetransmissionskredsløbene. I rigtige kontrolenheder er en klar adskillelse af disse kredsløb umulig, derfor fører beregninger ved hjælp af elementær OS-teori til en fejl i resultaterne, hvilket dog er ret acceptabelt for foreløbig design. Ifølge den elementære teori om OS bestemmes dybden af ​​OS som:

Hvis >0 - OS er positivt (POS), hvis<0 - ОС отрицательная (ООС), в последнем случае

Det er let at se, at i tilfælde af POS falder faserne af indgangssignalet og tilbagekoblingssignalet sammen, og amplituderne tilføjes, hvilket fører til en stigning i forstærkningen, mens i tilfælde af OOS, fasemismatchen af indgangssignalet og tilbagekoblingssignalet fører til deres subtraktion og følgelig til et fald i forstærkningsforstærkningen.

Hovedapplikationen i styresystemer er OOS. Det giver dig mulighed for at øge stabiliteten af ​​forstærkere, samt forbedre andre vigtige parametre og egenskaber. Det skal straks understreges, at reduktionen i gevinst i moderne styreenheder på grund af miljøfeedback ikke er en særlig væsentlig faktor i dag, fordi Udbredte mikroelektroniske strukturer med store iboende forstærkningsfaktorer gør det muligt at have en betydelig K-værdi. I fremtiden vil hovedopmærksomheden blive lagt på OOS. OOS er klassificeret afhængigt af metoderne til at levere OOS-signaler til forstærkerens indgangskredsløb og fjerne dem fra forstærkerens udgang. Hvis tilbagekoblingsstrømmen i indgangskredsløbet trækkes fra indgangssignalstrømmen, kaldes en sådan tilbagekoblingssløjfe parallel (da udgangen af ​​tilbagekoblingskredsløbet er forbundet parallelt med forstærkerens indgang).

Hvis spændingerne fra indgangssignalet og tilbagekoblingssignalet trækkes fra i indgangskredsløbet, kaldes en sådan OOS seriel (da OOS-kredsløbets udgang er forbundet i serie til forstærkerens indgang).

I henhold til metoden til at fjerne feedbacksignalet skelner de mellem spændingsfeedback, når feedbacksignalet er proportionalt med forstærkerens udgangsspænding (indgangen til feedbackkredsløbet er forbundet parallelt med forstærkerbelastningen) og strømfeedback, når feedbacksignalet er proportionalt med strømmen gennem belastningen (tilbagekoblingskredsløbets input er forbundet i serie med forstærkerbelastningen) .

Der bør således skelnes mellem fire hovedmuligheder for OS-kredsløb (fig. 3.2): strøm-seriel (serie-serie, Z-type), spændingsserie (serie-parallel, H-type), spænding-parallel (parallel-parallel) , Y-type) og strøm-parallel (parallel-serie, G-type). Der er også blandede (kombinerede) miljøbeskyttelsessystemer.

Figur 3.2. OS typer

3.2. Sekventiel aktuel feedback

Kredsløbsdiagrammet for en kaskade med sekventiel strømfeedback (POOST) på en DC med en OP er vist i figur 3.3.

Figur 3.3. Kaskade på PT med POS

Under POOST tændes et specielt kredsløb i forstærkerens udgangskredsløb i serie med belastningen (i figur 3.3 er dette R os C os), den spænding ved hvilken U os proportional med udgangsstrømmen. I forstærkerens indgangskredsløb U os lægges algebraisk til indgangsspændingen. I midterste region (C os=0) kan skrives

K 0OS = K 0 /F = K 0 (1 + β K 0).

Efter at have analyseret kaskaden ved hjælp af metoden i underafsnit 2.3, opnår vi:

K 0OS = K 0 /F = K 0 (1 + S 0 R os).

Fordi K 0 =S 0 R ækv(se underafsnit 2.9), derefter med dyb miljøbeskyttelse (F>10) K 0 ≈R ækv/R os. Af det resulterende udtryk følger det, at POOST sikrer stabilitet af spændingsforstærkningen, forudsat at belastningen er konstant.

Ved hjælp af POOST er det muligt at reducere ikke-lineære forvrængninger i styreenheden, da når F stiger, vil forstærkerens styrespænding falde, dens drift vil begynde at blive udført på en mindre del af strøm-spændingskarakteristikken af det aktive element (transistor), og dette vil føre til et fald i den harmoniske koefficient. Underafsnit 8.1 giver beregnede sammenhænge for den harmoniske forvrængning af en forstærker omfattet af serie-type OOS. Du kan groft estimere effekten af ​​POOST på den harmoniske koefficient ved at bruge følgende forhold:

K tilstand = K g/F.

Alt ovenstående gælder ligeledes for kaskaden baseret på BT med OE og POOST (kaskadediagrammet er ikke givet på grund af identiteten af ​​dets topologi med diagrammet i figur 3.3).

Indgangsimpedansen for en forstærker med feedback bestemmes af den måde, feedbackspændingen tilføres til indgangskredsløbet. Ifølge den elementære teori om feedback øger POOST forstærkerens indgangsimpedans med F gange, dvs.

R input = R ind· F.

Udtrykket for indgangsmodstanden for kaskaden fra OE til BT med POOST, bestemt efter metoden i underafsnit 2.3, har formen:

R input = R 12 ∥ [r b + (1 + H 21e)·( r e + Δ r + R OS)].

Under visse forudsætninger giver de to sidste udtryk lignende resultater.

Indgangsimpedansen af ​​kaskaden fra OP til PT bestemmes R z(se underafsnit 2.9) ændres derfor praktisk talt ikke, når POOST-kaskaden dækkes.

Udgangsimpedansen af ​​en forstærker med feedback bestemmes af metoden til at fjerne feedbackspændingen fra forstærkerbelastningen. Ifølge den elementære teori om feedback øger POOST forstærkerens udgangsimpedans med F gange, dvs.

R exitOS = R ud· F.

Ved mellemtone bestemmes udgangsimpedansen for PT (OI) og BT (OE) kaskaderne i de fleste tilfælde i henhold til klassificeringerne R med Og R til, så dette OOS ændrer praktisk talt ikke på det.

Figur 3.3b viser et diagram over en kaskade med OI og POOST inden for HF . Denne kaskade kaldes også kaskaden med kildekorrektion , fordi Hovedformålet med at indføre OOS i kaskaden er at korrigere frekvensresponsen i HF-regionen.

Siden OOS-kredsløbet ( R os C os) er frekvensafhængig, så |F| med stigende frekvens falder den i forhold til dens værdi i mellemområdet, hvilket fører til en relativ stigning | K OS| på HF. Fra synspunktet om korrektion af tidsegenskaber, reducerende t y kaskaden forklares af ladningen C os, hvilket fører til en langsom stigning U os og følgelig en stigning i forstærkningen i MV-regionen, og dette reducerer igen ladetiden C n, hvilket i virkeligheden bestemmer t y.

Vi vil først analysere indflydelsen af ​​POOST i tilfælde af et resistivt OS-kredsløb ( C os=0). I betragtning af at hældningen af ​​PT er praktisk talt uafhængig af frekvensen (se underafsnit 2.4.2), kan vi sige, at over hele området af driftsfrekvenser er dybden af ​​feedback F=konst, reduktionen i forstærkning over hele driftsområdet frekvenser er ofte de samme, og der er ingen korrektion.

Hvor τ os=R os C os.

Analysen af ​​det resulterende udtryk er forenklet under antagelsen τ ind=τ OS. Under denne betingelse har vi:

Hvor τ VOS=τ ind/F(se også underafsnit 2.9).

Et fald i kaskadetidskonstanten i HF-området fører til en stigning i den øvre grænsefrekvens f i(formindske t y) kaskade. Forstærkningsområdet for kaskaden med OP og kildekorrektion ændres ikke:

P os = K 0OS · f OC = K 0 · f i.

Beregning af en kaskade med kildekorrektion i LF-regionen er ikke anderledes end at beregne et ukorrigeret trin, bortset fra at formlen for kildekredsløbets tidskonstanten vil se anderledes ud:

τ nI ≈ C og(1/S + R os).

Afhængigt af formålet med at indføre miljøbeskyttelse i kaskaden, kan dybden af ​​miljøbeskyttelse bestemmes af følgende forhold:

F = K 0 /K 0OS, eller F = f OC/f i.

Hvori R os=(F–1)/S 0 og C os=1/(ω ВOC· R os).

Kaskaden med OE og POOST kaldes også kaskaden med emitterkorrektion .

I modsætning til PT er hældningen i BT frekvensafhængig, derfor selv med et frekvensuafhængigt OOS-kredsløb ( C os=0) der er en effekt af korrektion af frekvensresponsen og frekvensresponsen på grund af et fald i dybden af ​​miljøfeedbacken ved HF:

,

Hvor τ VOS=τ/ F+τ 1 / F+τ 2 (se også underafsnit 2.5).

Det er let at se, at emitterkorrektionen af ​​kaskaden på BT'en med et frekvensuafhængigt OOS-kredsløb ( C os=0) effektiv ved τ 2<<(τ+τ 1), т.е. в каскадах с малой емкостью нагрузки.

Hvor τ os=R os C os, τ" =K 0 R os C n.

Emitterkorrektion giver dig mulighed for at øge markant f i(formindske t y) ved givne værdier af stigningen i frekvensrespons ved HF (emission af PH δ i MF-regionen). Færdiglavede tabeller og grafer til beregning af en kaskade med emitterkorrektion er givet i.

Indgangskapacitansen for kaskaden med POOST vil falde med ca. F gange:

C input din OS = τ/ r b/F + (1 + K 0OS) C til ≈ C input din/F.

Beregning af en kaskade med OE og POOST in LF-regionen er ikke anderledes end en kaskade uden et OS (du skal bare tage højde for ændringen R ind ved beregning af tidskonstanterne for de isolerende kredsløb), er undtagelsen beregningen af ​​tidskonstanten for emitterkredsløbet:

τ NEOS = C e(1/S 0 + R os).

3.3. Spændingssekventiel feedback

Indgangsimpedansen for en forstærker med feedback bestemmes af den måde, feedbackspændingen tilføres til indgangskredsløbet. Ifølge den elementære teori om feedback øger seriespændingsfeedback (POOSN) forstærkerens indgangsimpedans med F gange, dvs.

R input = R ind· F.

Udgangsimpedansen af ​​en forstærker med feedback bestemmes af metoden til at fjerne feedbackspændingen fra forstærkerbelastningen. Ifølge den elementære teori om OS reducerer POOSN forstærkerens udgangsimpedans med F gange, dvs.

R exitOS = R ud/F.

Reduktion af udgangsmodstanden på styreenheden reducerer udgangsspændingens afhængighed af ændringer i belastningsværdien; derfor kan det argumenteres, at POOSN stabiliserer spændingsforstærkningen, når belastningen ændres. Tidligere blev emitter- og kildefølgere overvejet, hvor 100% POOSN finder sted (underafsnit 2.8, 2.11), så vi vil begrænse os til at illustrere brugen af ​​POOSN - en tre-trins integreret forstærker med et eksternt OS-kredsløb (modstand) R os, figur 3.4).

Figur 3.4. Forstærker med fælles POS

Evnen til at ændre dybden af ​​den overordnede feedback udvider anvendelsesområdet for denne forstærker betydeligt og gør IC'en multifunktionel.

3.4. Parallel spændingsfeedback

Ifølge den elementære teori om feedback ændrer parallel spændingsfeedback (∥OOSN) ikke spændingsforstærkningen K 0 af forstærkeren, men ved at ændre dens indgangsimpedans ændres ende-til-ende forstærkningen K E. Som et resultat af at reducere indgangsmodstanden R ind spænding vil blive påført forstærkerens indgang

U ind = F.eks· νin,

Hvor νin- transmissionskoefficient for styreenhedens indgangskredsløb.

I analogi med K 0OS kan skrives:

K E OS = K E/(1 + βK 0) = i K 0 /(1 + βK 0).

Med dyb ∥OOSN ( βK 0 >> 1) får vi:

K E OS ≈ νin/β .

Indgangsimpedansen for en forstærker med ∥OOSN bestemmes som:

R input = R ind/F I,

hvor er dybden af ​​miljøbeskyttelse for nuværende F I=1+β I K I, β I=I os/jeg ud.

Værdien af ​​udgangsmodstanden for styreenheden dækket af ∥OOSN kan tilnærmelsesvis estimeres ved hjælp af det allerede kendte forhold:

R exitOS ≈ R ud/F.

Af ovenstående følger det, at ∥OOSN stabiliserer ende-til-ende spændingsforstærkningen ved en konstant modstand af signalkilden, reducerer indgangs- og udgangsmodstanden for forstærkeren.

Kaskaden på BT med OE og ∥OOSN er vist i figur 3.5.

Figur 3.5. Forstærkertrin på BT med OE og ∥OOSN

Ved ∥OOCH forårsager trinets udgangsspænding en OC-strøm, der løber gennem OC-kredsløbet R os L os C ros. Tidligere (se underafsnit 2.6) overvejede vi en solfanger termisk stabiliseringsordning, hvis drift er baseret på virkningen af ​​∥OOSN. I dette trin virker ∥OOSN kun ved signalfrekvenser, hvilket afspejles i figur 3.5b.

fordi S 0 R os>>1, R ækv=R til∥R n. I de fleste tilfælde R os>R ækv, Derfor K 0 ændres lidt. Selve forandringen K 0 forklares ved, at i modsætning til den klassiske opbygning af forstærkeren med ∥OOSN, er der i et reelt kaskadekredsløb ikke en sådan klar adskillelse af tilbagekoblingskredsløbet og det direkte forstærkningskredsløb.

Indgangsimpedansen for kaskaden med ∥OOSN er lig med:

Som regel K 0 >>g(R os+R ækv), R os>R ækv Og K 0 >>1, så

Udgangsimpedansen for kaskaden med ∥OOSN er lig med:

fordi som regel S 0 >>g Og S 0 R g>>1.

For at bestemme kaskadeparametrene i HF-regionen du bør bruge relationerne for en kaskade med OE (se underafsnit 2.5), idet du tager højde for, at når du beregner kaskadetidskonstanten τ ind udgangsimpedansen af ​​kaskaden med ∥OOSN bør tages i betragtning, dvs. R ækv=R ud∥R n og ∥OOSNs indflydelse på stejlheden - S 0OS =S 0 –1/R os.

Det skal bemærkes, at det er muligt at korrigere frekvensgang (FC) i HF (HF) regionen ved at seriekoble med R os korrektionsinduktans L os. Korrektionseffekten forklares ved et fald i dybden af ​​miljøfeedbacken i HF (HF) regionen. Beregning af en kaskade med OE og ∥OOSN in LF-regionen er ikke anderledes end at beregne en kaskade uden et OS (du bør kun tage højde for ændringen R ind Og R ud ved beregning af tidskonstanter for adskillelseskredsløb), er undtagelsen beregningen af ​​adskillelseskapacitans C voksede fra tilstanden X Cross≤R os/(10…20).

Det skal bemærkes, at det er muligt at korrigere frekvensresponsen (FC) i LF (BV) regionen ved at reducere kapacitansen C voksede. Korrektionseffekten forklares ved et fald i dybden af ​​OOS i LF (LF) regionen.

Virkningsmekanismen for ∥OOSN i en kaskade på en PT med en OP (diagrammet er ikke vist på grund af sammenfaldet af dets topologi med figur 3.5) er på mange måder identisk med det netop omtalte. Lad os præsentere de beregnede sammenhænge for hovedparametrene for kaskaden på DC med ∥OOSN:

fordi S 0 R os>>1, R ækv=R med∥R n.

Som regel, R os>R ækv Og K 0 >>1, så

fordi oftere S 0 R g>>1.

Alt ovenstående om indflydelsen af ​​∥OOSN på frekvensresponsen (FC) af BT-kaskaden gælder også for PT-kaskaden.

∥OOSN bruges normalt, når det er nødvendigt at reducere trinnets indgangsimpedans, hvilket er nødvendigt i indgangstrinene på styreenheden, der arbejder i en lavimpedans tilpasset transmissionsvej.

3.5. Parallel aktuel feedback

Figur 3.6 viser et diagram af en to-trins forstærker dækket af en fælles parallel OOS-strøm (∥OOS), som indføres i forstærkeren ved at tænde en modstand R os.

Figur 3.6. Forstærker med fælles ∥OOST

OS spænding fjernes fra modstanden R e 2 forbundet i serie med forstærkerbelastningen. Feedbackspændingen, proportional med forstærkerens udgangsstrøm, danner en strøm I os flyder igennem R os. Algebraisk tilføjelse af strømme forekommer i styreenhedens indgangskredsløb. jeg input Og I os. Da ∥OOST hovedsageligt bruges i strømforstærkere, er det logisk at evaluere dens effekt på strømforstærkningen:

K I OS = K I/F I,

Hvor F I=1+β I K I- OS dybde efter strøm.

Hvis vi accepterer det K I forstærker uden feedback er stor, og signalkilden har en stor intern modstand (dvs. det er en strømkilde), så K I OS≈(R os+R e 2)/R e 2. Hvis R os>>R e 2, så K I OS≈R os/R e 2. Som følge heraf stabiliserer ∥OOST strømoverførselskoefficienten for styreenheden.

Indgangsimpedansen for kontrolenheden med feedback bestemmes af den måde feedbacksignalet leveres til indgangskredsløbet, derfor:

R input = R ind/F I.

Udgangsmodstanden for kontrolenheden med feedback bestemmes af metoden til at fjerne feedbacksignalet i udgangskredsløbet, derfor:

R exitOS ≈ R ud· F I.

Det er tilrådeligt at implementere den beskrevne forstærker i form af en IC med et eksternt feedback-kredsløb, som gør det muligt at variere dens egenskaber inden for et bredt område.

3.6. Yderligere OS-oplysninger

3.6.1. Kombineret OOS

I kontrolcentret er det muligt at bruge forskellige typer miljøbeskyttelse samtidigt. Et typisk eksempel i den forbindelse er en kaskade med OE og kombineret miljøbeskyttelse (Figur 3.7) - POOST pga. R 1 og ∥OOSN forfalder R 2 .

Brugen af ​​en sådan kombineret OOS (COOS) er tilrådelig, hvis forstærkeren er lavet i form af en hybridfilm-IC, da modstande fremstillet ved hjælp af tyk- eller tyndfilmteknologi har parametre, der bevæger sig i én retning (plus eller minus). Indflydelse R 1 og R 2, for eksempel på forstærkningen er af modsat fortegn, så deres samtidige formindskelse eller forøgelse vil praktisk talt ikke have nogen effekt på den resulterende forstærkning.

Figur 3.7. Forstærkertrin med kombineret feedback

Når man laver en omtrentlig analyse af en kaskade med KOOS, skal det tages i betragtning, at forstærkningsfaktoren hovedsageligt bestemmes af POOST, og R ind Og R ud- ∥OOSN, derfor:

K 0OS ≈ K 0 /F 1 ,

Hvor g os=1/[r b+(1+H 21e)·( r e+Δ r+R 1)], S 0OS =S 0 /F 1 , F 1 =1+S 0 R 1 .

En mere detaljeret analyse af kaskader med CEP'er præsenteres i.

3.6.2. Flertrinsforstærkere med OOS

For at opnå OOS i styreenheden er det nødvendigt, at den totale faseforskydning φ indført af forstærkeren og feedbackkredsløbet er lig med 180° over hele driftsfrekvensområdet. I en flertrinsforstærker opfyldes dette krav normalt strengt taget kun ved én frekvens. Ved andre frekvenser, især ved grænserne og uden for frekvensgangens driftsfrekvensområde, j≠180°. Dette sker på grund af yderligere faseforskydninger introduceret af de reaktive elementer i forstærkerkredsløbet, og disse forskydninger vil være større, jo større antal trin der dækkes af det generelle OOS-kredsløb. Med en ekstra faseforskydning på 180°, j=360° (fasebalance), vil OOS blive til en POS, og hvis βK>>1 (amplitudebalance), bliver forstærkeren til en generator.

Den mest effektive og ret enkle måde, der eliminerer komplekse stabiliserede strømforsyninger, er brugen af ​​afkoblingsfiltre (eliminerende OS), bestående af Rf Og C f og forbundet i serie eller parallelt med strømkilden (figur 3.8 og 3.9).

Figur 3.8. Forstærker med seriekobling af effektafkoblingsfiltre

Figur 3.8. Forstærker med parallel tilslutning af strømforsyningsafkoblingsfiltre

Modstandsværdi Rf bestemmes af den nødvendige forsyningsspænding for de foreløbige trin, som som regel er mindre end for det sidste trin.