Germanium transistorer. Transistorers historie

I øjeblikket bruges enheder baseret på siliciumcarbid i stigende grad som de vigtigste nøgleenheder til højeffektkonverterteknologi - kraftige dioder Schottky og MOSFET transistorer. Siliciumcarbidteknologi har medført betydelige forbedringer til fremstillingen af ​​MOSFET'er, hvilket gør dem til konkurrenter til silicium IGBT'er, især i højspændingsområdet.

Overvej en 1200-V 4H-SiC MOSFET. Denne transistor bruger et substrat af høj kvalitet, forbedrer kvaliteten af ​​det epitaksiale lag og optimerer designet til produktionsprocessen. Også gennem nitrering øges mobiliteten af ​​bærere. Siliciumcarbidtransistorer er overlegne i forhold til siliciumtransistorer på grund af dens udvidede båndgab. Den elektriske feltstyrke, ved hvilken nedbrydning sker, er steget 10 gange, termisk ledningsevne er forbedret, og følgelig er driftstemperaturerne steget. Når det anvendes i halvledere med maksimale driftsspændinger på 600 V og derover, er siliciumcarbid også overlegent i forhold til silicium. I dag er 600-V og 1200-V siliciumcarbid Schottky-dioder den bedste løsning i boost-konvertere. På grund af lavere koblingstab sammenlignet med silicium PiN dioder.
Hvis vi taler om strømafbrydere, så er silicium MOSFET'er ringere end 600- og 1200-V IGBT-transistorer primært på grund af den betydelige on-state-modstand af kanalen (RDSON), som stiger i forhold til kvadratet af maksimum tilladt spænding afløbskilde (VDSMAX). RDSON-modstanden kan betragtes som en kombination af RJFET- og RDRIFT-modstandene (fig. 1).

Fig.1. Tilsvarende kredsløb DMOSFET.

I dette tilfælde dominerer modstanden RDRIFT, der afspejler driften af ​​frie bærere, og dens værdi bestemmes af følgende forhold:

RDRIFT = d/qμND, hvor d er tykkelsen af ​​drivlaget; q er elektronladningen; ND er dopingfaktoren.

I den nye generation af siliciumcarbid MOSFET transistorer tykkelsen af ​​drivlaget d reduceres med ca. 10 gange; koefficienten N D er blevet forøget med samme beløb. Som et resultat er modstanden af ​​R DSON reduceret med næsten 100 gange sammenlignet med siliciummodstykket.

ANVENDELSE AF SILICIUMCARBIDTRANSISTORER

Anvendelse af enheder af denne type Lad os se på eksemplet med en 1200-V, 20-A transistor med RDSON = 100 mOhm og et 15-V gate-kontrolniveau. Ud over at reducere RDSON-modstanden under normale forhold, er indflydelsen af ​​temperaturen i siliciumcarbidtransistorer betydeligt reduceret. I intervallet 25...150°C er ændringen i modstand kun 20%, hvilket er en meget lille værdi sammenlignet med den samme værdi på 200% eller endda 300% for silicium MOSFET'er. I princippet carbid - Selvom maksimalt tilladt temperatur serielle transistorer (for det meste placeret i TO-247 plastikhylstre) er begrænset til 150°C; siliciumcarbidtransistorer kan fungere ved temperaturer over 200°C.
Sammenlignet med silicium IGBT transistorer, har silicium carbid MOSFET'er betydeligt mindre tab for at skifte. MOSFET'er er unipolære enheder, derfor har de ikke "haler" under skift på grund af resorption af minoritetsbærere. Tabel 1 viser værdierne for koblingstab for begge typer transistorer.

Parameter

IGBT, 1200-B Infineon BSM 15 GD 120
DN2 ID (max) = 15 A ved 80°C

DMOSFET 1200-B CREE teknik
prøve ID (max) = 15 A ved 150 °C

Spænding VDS, V

Induktiv

Induktiv (500 µH)

Styrespænding VGE, V

Portmodstand RG, Ohm

Energitab ved tændt (koblet strøm 10 A), ЕON, mJ

Energitab ved slukning (afbryderstrøm 10 A), EOFF, mJ

Maksimal effektivitet, ή

Euro-effektivitet* ήEUR0

Tabel 1. Skifttab af silicium IGBT'er og siliciumcarbid MOSFET'er.

Overvej derefter et eksempel på brugen af ​​siliciumcarbid MOSFET'er i trefasede 7 kW, 16,6 kHz invertere solpaneler. Inverteren har en B6-topologi udviklet på ISE Institute og bruger en kondensator i kredsløbet jævnstrøm, der forbinder til den neutrale ledning. Figur 2 viser resultaterne af sammenligningstests. Som det kan ses af de præsenterede resultater, reduceres tabene med næsten 2 gange ved anvendelse af siliciumcarbidtransistorer. Dette betyder, at kølepladens temperatur også falder: 93°C ved brug af IGBT-transistorer og 50°C ved brug af MOSFET'er af siliciumcarbid.

Fig.2. Sammenligning af tab i 1200-V MOSFET og IGBT

Fordele ved at bruge siliciumcarbid MOSFET'er i fotovoltaiske omformere:
- lave omkostninger til induktive komponenter. Dimensionerne af de induktive komponenter afhænger af konverteringsfrekvensen. Deres omkostninger falder med cirka 50 %, når konverteringsfrekvensen øges med 2-3 gange. Når konverteringsfrekvensen stiger, stiger frekvensen af ​​den tredje harmoniske også, og det er meget nemmere at reducere effekten af ​​den tredje harmoniske med en frekvens på 150 kHz end med en frekvens på 50 kHz;
- lavere varmeafledningskrav. Brugen af ​​siliciumcarbid MOSFET'er gør det muligt at reducere deres temperatur med 50%, hvilket vil føre til en reduktion i størrelse og følgelig prisen på hele produktet med ca. 5% i vores eksempel;
- øget overskud ved at reducere energitab.

Figur 3 viser et typisk trefaset ensretterkredsløb med en isoleret nulstrømsskiftende DC/DC-konverter. 1200-V, 25-A IGBT-transistorer, 1200-V, 40-A IGBT-transistorer og 1200-V, 25-A siliciumcarbid MOSFET'er blev brugt som omskiftere S1, S2 i testene. Resultaterne af systemdrift ved en maksimal belastning på 3 kW er vist i figur 4. Som det kan ses, når man arbejder med MOSFET, øges systemeffektiviteten med 2,2 %. MOSFET-pakken har en lavere temperatur: 25°C lavere end 40-A IGBT og 36°C lavere end 25-A IGBT.


Ris. 3. Trefaset 3kW inverter med højere effektfaktor og fremadgående omformer Ris. 4. Graf over ændringer i effektivitet afhængig af udgangseffekt ved en konverteringsfrekvens på 67 kHz.

Fordelene ved 1200-V MOSFET blev vist ovenfor. Dog selv med flere høje spændinger- 6,5 kV og endnu højere, siliciumcarbidtransistorer har også fordele i forhold til deres siliciummodstykker. For nylig er en 10-kV, 10-A siliciumcarbid MOSFET blevet udviklet. Med en gate-drivspænding på 20 V og en kanalstrøm på 10 A falder spændingen over åben kanal er kun 4,1 V, hvilket svarer til en modstand på 127 mOhm/cm2. Drain-source lækstrømmen er 124 nA ved 10 kV.
Under et sammenlignende eksperiment blev det fundet, at når man arbejder på en induktiv belastning, er koblingstabet i en siliciumcarbidtransistor 200 gange mindre end i en 6,5 kV IGBT! Startforsinkelse er kun 94 ns, og sluk-forsinkelse er 50 ns; for IGBT - henholdsvis 1,4 μs og 540 ns!
Ved at bruge 10 kV siliciumcarbid MOSFET'er og en Schottky-diode i en boost-konverter (500 V-indgang, 5 kV-udgang) var effektiviteten af ​​600 W-konverteren 91 %. Baseret på resultaterne af beregningerne blev det fastslået, at det samme kredsløb med en konventionel silicium MOSFET kun kunne fungere med en frekvens på kun et par hundrede Hz. Figur 5 viser grafer over strømme og spændinger, når MOSFET er slukket. Figuren viser, hvor hurtigt forbigående processer sker i enheden.

Ris. 5. Skifteproces af en 10 kV siliciumcarbid MOSFET ved en frekvens på 20 kHz og en konvertereffekt på 600 W.

Med øget interesse for alternative energikilder har siliciumcarbidteknologien brede perspektiver. Ved at reducere effekttabet er brugen af ​​siliciumcarbidtransistorer attraktiv i solcelleomformere såvel som i omformere til fossile brændselskraftgeneratorer i fremtiden.

Transistor- Det her halvleder enhed, designet til forstærkning, inversion, konvertering af elektriske signaler, samt omskiftning af elektriske impulser i elektroniske kredsløb forskellige enheder. Der er bipolære transistorer, der bruger krystaller n- Og p- type og felteffekt (unipolære) transistorer, lavet på en germanium- eller siliciumkrystal med én type ledningsevne.

Bipolære transistorer

Fysiske processer i transistorer p-n-p- type og n-p-n- lidt det samme. Deres forskel er, at strømmene i baserne af transistorerne p-n-p- type bæres af de vigtigste ladningsbærere - huller og i transistorer n-p-n-type - elektroner.

Hver af transistorens overgange er emitter ( VÆRE) og samler ( B-K) kan tændes enten frem eller tilbage. Afhængigt af dette er der tre driftsformer for transistoren:

  • afskæringstilstand- begge p-n- junctions er lukkede, mens der løber en relativt lille strøm gennem transistoren jeg 0 på grund af minoritetsafgiftsbærere;
  • mætningstilstand- begge p-n- passagerne er åbne;
  • aktiv tilstand- en af p-n-overgange er åbne og den anden er lukket.

I cutoff- og mætningstilstande er der stort set ingen kontrol af transistoren. I aktiv tilstand transistoren udfører funktionen aktivt element elektriske kredsløb til forstærkning af signaler, generering af svingninger, switching mv.

Hvis spændingen ved emitterforbindelsen er direkte, og ved kollektorforbindelsen er den omvendt, betragtes en sådan tænding af transistoren som normal; hvis polariteten af ​​spændingerne er modsat, er den omvendt.

Ved at påføre et negativt potentiale af kilde-emk til kollektoren og et positivt potentiale til emitteren (fig. 21) i transistorkredsløbet med almindelig udsender, har vi dermed åbnet emitter-knudepunktet E-B og lukkede opsamleren B-TIL, mens solfangeren strøm jeg K0 =jeg E0 =jeg 0 lille, det bestemmes af koncentrationen af ​​minoritetsbærere (elektroner i I dette tilfælde). Hvis der påføres en lille spænding (0,3-0,5 V) mellem emitteren og basen i fremadgående retning p-n-overgang E-B, så sker det indsprøjtning huller fra emitteren til basen, der danner en emitterstrøm - jeg. I basen rekombinerer huller delvist med frie elektroner, men på samme tid ekstern kilde spænding E B(E B <E R) nye elektroner kommer ind i basen og danner en basestrøm I B.


Figur 21 - Bipolær transistorforbindelsesdiagram

Da basen i transistoren er lavet i form af et tyndt lag, rekombinerer kun en lille del af hullerne med basens elektroner, og hoveddelen af ​​dem når kollektorforbindelsen. Disse huller fanges af det elektriske felt i kollektorforbindelsen, som accelererer hullerne. Strømmen af ​​huller, der kommer ind i solfangeren fra emitteren, lukkes gennem en modstand R K og spændingskilde med EMF E K, der danner en kollektorstrøm jeg K i det eksterne kredsløb.

Lad os nedskrive forholdet mellem strømme i transistorkoblingskredsløbet (fig. 21), kaldet koblingskredsløbet almindelig udsender(OE),

Forholdet mellem kollektorstrøm og emitterstrøm kaldes strømoverførselskoefficient

hvor kommer basisstrømmen fra?

Tilslutningskredsløbet for en transistor med en OE er det mest almindelige på grund af den lave basisstrøm i indgangskredsløbet og forstærkningen af ​​indgangssignalet i både spænding og strøm. De grundlæggende egenskaber af en transistor er bestemt af forholdet mellem strømme og spændinger i dens forskellige kredsløb og deres gensidige indflydelse på hinanden.

Transistoren kan fungere på jævnstrøm, lille vekselsignal, stort vekselsignal og i skiftende (puls) tilstand.

Input familier

og weekender

De statiske karakteristika for transistoren i kredsløbet med OE er præsenteret i fig. 22. De kan opnås som et resultat af forsøg eller beregning.

Figur 22 - Familier af input og output statiske karakteristika

Familier af karakteristika, der relaterer spændinger og strømme ved udgangen til strømme og spændinger ved indgangen, kaldes transmissionsegenskaber eller kontrolegenskaber(Figur 23).

Figur 23-Transmissionskarakteristika

Bipolære transistorer klassificeret:

  • ved effekttab (lav effekt (op til 0,3 W), medium effekt (fra 0,3 W til 1,5 W) og høj effekt (over 1,5 W));
  • efter frekvensegenskaber (lav frekvens (op til 3 MHz), mellemfrekvens (3_30 MHz), høj (30_300 MHz) og ultrahøj frekvens (mere end 300 MHz));
  • efter formål: universal, forstærker, generator, switching og puls.

Når du markerer bipolære transistorer, skal du først skrive et bogstav eller tal, der angiver kildehalvledermaterialet: G eller 1 - germanium, K eller 2 - silicium; derefter et tal fra 1 til 9 (1, 2 eller 3 - lav frekvens, 4, 5 eller 6 - høj frekvens, henholdsvis 7, 8 eller 9 - ultra høj frekvens, henholdsvis i hver gruppe af lav, medium eller høj effekt). De næste to cifre fra 01 til 99 er serienummeret på udviklingen, og i slutningen angiver bogstavet (fra A og derover) enhedens parametriske gruppe, for eksempel transistorens forsyningsspænding osv.

For eksempel transistor GT109G: lavfrekvent germanium, lav effekt med strømoverførselskoefficient h 21E= 100_250, U K= 6 V, jeg K= 20 mA (konstant strøm).

Felteffekt transistor

Felteffekt transistor er en halvlederenhed, hvor drænstrømmen ( MED) gennem en halvlederkanal P- eller R-type styres af et elektrisk felt, der opstår, når en spænding påføres mellem porten ( Z) og kilde ( OG).

Felteffekttransistorer er lavet:

- med pn-junction type kontrolport til brug i højfrekvente (op til 12_18 GHz) konverterenheder. Deres symboler i diagrammerne er vist i fig. 24, EN, b;

- med isoleret(dielektrisk lag) lukker til brug i enheder, der opererer ved frekvenser op til 1_2 GHz. De er lavet enten af indbygget kanal i form af en MDP_structure (se deres symbol i fig. 24, V Og G), eller med induceret kanal i form af en MOS-struktur (se deres symbol i fig. 24, d, e).

Figur 24-Typer af felteffekttransistorer

Koblingskredsløb for en felteffekttransistor med en gate-type p-n- overgang og kanal n-type, dens familie af outputkarakteristika jeg C= f(UС), U З = konst og portkarakteristik jeg C= f(UЗ), U C= konst er vist i fig. 25.

Figur 25 - Tilslutningsdiagram af en felteffekttransistor og dens drænkarakteristik

Ved tilslutning af afløbsudgange MED og kilde OG til strømkilde Un via kanal n- type strøm, der løber jeg C, fordi p-n- overgangen overlapper ikke kanaltværsnittet (fig. 25, EN).

I dette tilfælde kaldes elektroden, hvorfra ladningsbærere kommer ind i kanalen kilde, og elektroden, hvorigennem hovedladningsbærerne forlader kanalen, kaldes dræne.

Elektroden, der bruges til at regulere tværsnittet af kanalen, kaldes lukker. Med stigende omvendt spænding U Z kanaltværsnittet falder, dets modstand øges, og drænstrømmen falder jeg C.

Så tøm strømstyringen jeg C opstår, når der påføres omvendt spænding p-n-portovergang Z. På grund af de små omvendte strømme i gate-source kredsløbet er den effekt, der kræves til at styre drænstrømmen ubetydelig.

Under spænding -U Z = -U ZO, hedder afbrydelsesspænding, kanaltværsnittet er fuldstændig dækket af barrierelaget, der er udtømt for ladningsbærere, og drænstrømmen jeg CO(afskæringsstrøm) bestemmes af minoritetsladningsbærere p-n-overgang (se fig. 25, b).

Skematisk struktur af en felteffekttransistor med induceret n- kanal er vist i fig. 26. Når portspændingen i forhold til kilden er lig med nul, og når der er en spænding ved afløbet, viser afløbsstrømmen sig at være ubetydelig. En mærkbar drænstrøm opstår kun, når en spænding med positiv polaritet i forhold til kilden påføres porten, større end den såkaldte tærskelspænding U ZPOR.

Figur 26 - Skematisk struktur af en felteffekttransistor med en induceret n-kanal

Desuden, som et resultat af indtrængning af det elektriske felt gennem det dielektriske lag ind i halvlederen ved gatespændinger større end U ZPOR, vises et omvendt lag på overfladen af ​​halvlederen under porten, som er den kanal, der forbinder kilden til drænet.

Tykkelsen og tværsnittet af kanalen ændres med ændringer i portspændingen, og drænstrømmen vil ændre sig tilsvarende. Sådan styres drænstrømmen i en felteffekttransistor med induceret gate. Det vigtigste træk ved felteffekttransistorer er deres høje indgangsmodstand (i størrelsesordenen flere megaohm) og lave indgangsstrøm. En af hovedparametrene for felteffekttransistorer er hældning S egenskaber for afløbsåbning (se fig. 25, V). For eksempel for en felteffekttransistor type KP103Zh S= (3...5) mA/V.

I denne artikel vil vi tale om transistoren. Vi vil vise diagrammerne for dens forbindelse og beregningen af ​​en transistorkaskade med en fælles emitter.

TRANSISTOR er en halvlederenhed til forstærkning, generering og konvertering af elektriske svingninger, lavet på basis af en enkeltkrystal halvleder ( Si– silicium eller Ge- germanium), der indeholder mindst tre områder med forskellige elektroniske ( n) og hul ( s) - ledningsevne. Opfundet i 1948 af amerikanerne W. Shockley, W. Brattain og J. Bardeen. Baseret på deres fysiske struktur og strømstyringsmekanisme er transistorer opdelt i bipolære (oftere kaldet blot transistorer) og unipolære (oftere kaldet felteffekttransistorer). I den første, der indeholder to eller flere elektron-hul overgange, tjener både elektroner og huller som ladningsbærere; i den anden, enten elektroner eller huller. Udtrykket "transistor" bruges ofte til at henvise til bærbare broadcast-modtagere baseret på halvlederenheder.

Strømmen i udgangskredsløbet styres ved at ændre indgangsspændingen eller strømmen. En lille ændring i indgangsmængder kan føre til en væsentlig større ændring i udgangsspænding og strøm. Denne forstærkende egenskab ved transistorer bruges i analog teknologi (analogt tv, radio, kommunikation osv.).

Bipolær transistor

En bipolær transistor kan være n-p-n Og p-n-p ledningsevne. Uden at se på indersiden af ​​transistoren kan man kun bemærke forskellen i ledningsevne i forbindelsens polaritet i praktiske kredsløb af strømforsyninger, kondensatorer og dioder, der er en del af disse kredsløb. Figuren til højre viser grafisk n-p-n Og p-n-p transistorer.

Transistoren har tre terminaler. Hvis vi betragter en transistor som et netværk med fire terminaler, skal den have to indgangs- og to udgangsterminaler. Derfor skal en af ​​benene være fælles for både input- og outputkredsløbene.

Transistorforbindelseskredsløb

Tilslutningskredsløb for en transistor med fælles emitter– designet til at forstærke amplituden af ​​indgangssignalet i spænding og strøm. I dette tilfælde inverteres indgangssignalet, forstærket af transistoren. Med andre ord roteres fasen af ​​udgangssignalet 180 grader. Dette kredsløb er det vigtigste til forstærkning af signaler med forskellige amplituder og former. Indgangsmodstanden for en transistorkaskade med OE varierer fra hundredvis af ohm til et par kilo-ohm, og udgangsmodstanden - fra nogle få til titusinder af kilo-ohm.

Tilslutningsdiagram for en transistor med fælles kollektor– designet til at forstærke amplituden af ​​indgangsstrømsignalet. Der er ingen spændingsforstærkning i et sådant kredsløb. Det ville være mere korrekt at sige, at spændingsforstærkningen er endnu mindre end enhed. Indgangssignalet inverteres ikke af transistoren.
Indgangsmodstanden for en transistorkaskade med OK varierer fra tiere til hundredvis af kilo-ohm, og udgangsmodstanden er inden for hundredvis af ohm - enheder af kilo-ohm. På grund af det faktum, at der normalt er en belastningsmodstand i emitterkredsløbet, har kredsløbet en høj indgangsmodstand. Derudover har den på grund af forstærkningen af ​​indgangsstrømmen en høj belastningskapacitet. Disse egenskaber af et fælles-kollektorkredsløb bruges til at matche transistortrin - som et "buffertrin". Da indgangssignalet, uden at øge i amplitude, "gentages" ved udgangen, kaldes kredsløbet til at tænde en transistor med en fælles kollektor også Senderfølger.

Der er også Tilslutningskredsløb for en transistor med fælles base. Denne inklusionsordning eksisterer i teorien, men i praksis er den meget vanskelig at implementere. Dette koblingskredsløb bruges i højfrekvensteknologi. Dens ejendommelighed er, at den har en lav indgangsimpedans, og det er svært at matche en sådan kaskade til inputtet. Jeg har en del erfaring inden for elektronik, men når jeg taler om dette transistorkredsløb, beklager jeg, jeg ved ikke noget! Jeg brugte det et par gange som "en andens" kredsløb, men fandt aldrig ud af det. Lad mig forklare: ifølge alle fysiske love styres en transistor af sin base, eller rettere af strømmen, der flyder langs base-emitter-vejen. Det er ikke muligt at bruge transistorens indgangsterminal - basen ved udgangen. Faktisk er bunden af ​​transistoren "forbundet" til kroppen ved høj frekvens gennem en kondensator, men den bruges ikke ved udgangen. Og galvanisk, gennem en høj-modstandsmodstand, er basen forbundet til udgangen af ​​kaskaden (forspænding påføres). Men du kan i det væsentlige anvende offset fra hvor som helst, selv fra en ekstra kilde. Alligevel slukkes et signal af enhver form, der kommer ind i basen, gennem den samme kondensator. For at en sådan kaskade skal fungere, "plantes" indgangsterminalen - emitteren gennem en lavmodstandsmodstand på huset, deraf den lave indgangsmodstand. Generelt er forbindelseskredsløbet for en transistor med en fælles base et emne for teoretikere og eksperimentatorer. I praksis er det yderst sjældent. I min praksis i kredsløbsdesign har jeg aldrig stødt på behovet for at bruge et transistorkredsløb med en fælles base. Dette forklares af egenskaberne af dette forbindelseskredsløb: Indgangsmodstanden er fra enheder til titusvis af ohm, og udgangsmodstanden er fra hundredvis af kilo-ohm til flere mega-ohm. Sådanne specifikke parametre er et sjældent behov.

En bipolær transistor kan fungere i skiftende og lineære (forstærkende) tilstande. Switch-tilstanden bruges i forskellige styrekredsløb, logiske kredsløb osv. I nøgletilstanden kan transistoren være i to driftstilstande - åben (mættet) og lukket (låst) tilstand. Lineær (forstærknings)-tilstand bruges i kredsløb til forstærkning af harmoniske signaler og kræver, at transistoren holdes i en "halv" åben, men ikke mættet tilstand.

For at studere driften af ​​en transistor vil vi betragte forbindelseskredsløbet for en fælles emittertransistor som det vigtigste forbindelseskredsløb.

Diagrammet er vist på figuren. På diagrammet VT- selve transistoren. Modstande Rb1 Og Rb2– et transistor forspændingskredsløb, som er en almindelig spændingsdeler. Det er dette kredsløb, der sikrer, at transistoren er forspændt til "driftspunktet" i den harmoniske signalforstærkningstilstand uden forvrængning. Modstand R til– belastningsmodstand for transistorkaskaden, designet til at levere elektrisk strøm fra strømkilden til transistorkollektoren og begrænse den i "åben" transistortilstand. Modstand R e– en tilbagekoblingsmodstand øger i sagens natur kaskadens inputmodstand, samtidig med at forstærkningen af ​​inputsignalet reduceres. Kondensatorer C udfører funktionen af ​​galvanisk isolation fra påvirkning af eksterne kredsløb.

For at gøre det tydeligere for dig, hvordan en bipolær transistor fungerer, vil vi tegne en analogi med en konventionel spændingsdeler (se figuren nedenfor). Til at begynde med en modstand R 2 Lad os gøre spændingsdeleren kontrollerbar (variabel). Ved at ændre modstanden af ​​denne modstand, fra nul til en "uendeligt" stor værdi, kan vi opnå en spænding ved udgangen af ​​en sådan divider fra nul til den værdi, der leveres til dens input. Lad os nu forestille os, at modstanden R 1 Spændingsdeleren er transistortrinets kollektormodstand og modstanden R 2 Spændingsdeleren er transistorens kollektor-emitter-forbindelse. På samme tid, ved at anvende en kontrolhandling i form af en elektrisk strøm til bunden af ​​transistoren, ændrer vi modstanden af ​​kollektor-emitter-forbindelsen og ændrer derved spændingsdelerens parametre. Forskellen fra en variabel modstand er, at transistoren er styret af en svag strøm. Det er præcis sådan en bipolær transistor fungerer. Ovenstående er afbildet i figuren nedenfor:

For at transistoren kan fungere i signalforstærkningstilstand uden at forvrænge sidstnævnte, er det nødvendigt at sikre netop denne driftstilstand. De taler om at flytte bunden af ​​transistoren. Kompetente specialister morer sig med reglen: Transistoren styres af strøm - dette er et aksiom. Men transistorens bias-tilstand er indstillet af base-emitterspændingen og ikke af strømmen - dette er virkeligheden. Og for en, der ikke tager højde for biasspændingen, vil ingen forstærker fungere. Derfor skal dens værdi tages i betragtning ved beregninger.

Så driften af ​​en bipolær transistorkaskade i forstærkningstilstand forekommer ved en bestemt forspænding ved base-emitter-forbindelsen. For en siliciumtransistor er forspændingen i området 0,6...0,7 volt, for en germaniumtransistor - 0,2...0,3 volt. Når du kender dette koncept, kan du ikke kun beregne transistortrin, men også kontrollere brugbarheden af ​​ethvert transistorforstærkertrin. Det er nok at bruge et multimeter med høj intern modstand til at måle transistorens base-emitter biasspænding. Hvis det ikke svarer til 0,6...0,7 volt for silicium, eller 0,2...0,3 volt for germanium, så se efter fejlen her - enten er transistoren defekt, eller også er forspændings- eller afkoblingskredsløbene i denne transistorkaskade defekte .

Ovenstående er afbildet på grafen - strøm-spændingskarakteristik (volt-ampere karakteristik).

De fleste af "specialisterne", der ser på den præsenterede strømspændingskarakteristik, vil sige: Hvilken slags nonsens tegnes på den centrale graf? Sådan ser outputkarakteristikken for en transistor ikke ud! Det er vist på den højre graf! Jeg vil svare, alt er korrekt der, og det startede med elektronvakuumrør. Tidligere blev strøm-spændingskarakteristikken for en lampe anset for at være spændingsfaldet over anodemodstanden. Nu fortsætter de med at måle på kollektormodstanden, og på grafen tilføjer de bogstaver, der indikerer spændingsfaldet over transistoren, hvilket er dybt forkert. På venstre graf I b – U b indgangskarakteristikken for transistoren præsenteres. På det centrale diagram I k – U k Transistorens udgangsstrøm-spændingskarakteristik er præsenteret. Og på den højre graf I R – U R viser strøm-spændingsgrafen for belastningsmodstanden R til, som normalt videregives som strøm-spændingskarakteristikken for selve transistoren.

Grafen har et lineært udsnit, der bruges til lineært at forstærke inputsignalet, begrænset af punkter EN Og MED. Midtpunkt - I, er præcis det punkt, hvor det er nødvendigt at indeholde en transistor, der arbejder i forstærkningstilstand. Dette punkt svarer til en vis forspænding, som normalt tages i beregninger: 0,66 volt for en siliciumtransistor eller 0,26 volt for en germaniumtransistor.

Ifølge transistorens strømspændingskarakteristik ser vi følgende: i fravær eller lav forspænding ved transistorens base-emitterforbindelse er der ingen basisstrøm og kollektorstrøm. I dette øjeblik falder hele strømkildens spænding ved kollektor-emitter-forbindelsen. Med en yderligere stigning i transistorens base-emitter-forspænding begynder transistoren at åbne, basisstrømmen vises, og sammen med den stiger kollektorstrømmen. Ved at nå "arbejdsområdet" på punktet MED, går transistoren i lineær tilstand, som fortsætter indtil punktet EN. Samtidig falder spændingsfaldet ved kollektor-emitter-forbindelsen og ved belastningsmodstanden R til tværtimod stiger det. Prik I– transistorens driftsforspændingspunkt er det punkt, hvor der som regel etableres et spændingsfald svarende til nøjagtig halvdelen af ​​strømkildens spænding ved transistorens kollektor-emitter-forbindelse. Frekvensresponssegment fra punkt MED, til sagen EN kaldet forskydningsarbejdsområdet. Efter punktet EN, basisstrømmen og derfor kollektorstrømmen stiger kraftigt, transistoren åbner helt og går i mætning. I dette øjeblik falder spændingen forårsaget af strukturen ved kollektor-emitter-krydset n-p-n overgange, hvilket er cirka lig med 0,2...1 volt, afhængig af transistortypen. Resten af ​​strømforsyningsspændingen falder over transistorens belastningsmodstand - modstanden R til., hvilket også begrænser yderligere vækst af kollektorstrømmen.

Fra de nederste "yderligere" figurer ser vi, hvordan spændingen ved transistorens udgang ændres afhængigt af signalet, der leveres til indgangen. Transistorens udgangsspænding (kollektorspændingsfald) er ude af fase (180 grader) med indgangssignalet.

Beregning af en transistorkaskade med en fælles emitter (CE)

Før vi går direkte videre til beregningen af ​​transistortrinnet, lad os være opmærksomme på følgende krav og betingelser:

Beregningen af ​​en transistorkaskade udføres som regel fra slutningen (dvs. fra output);

For at beregne en transistorkaskade skal du bestemme spændingsfaldet over transistorens kollektor-emitterforbindelse i hviletilstand (når der ikke er noget indgangssignal). Det er valgt på en sådan måde, at der opnås det mest uforvrængede signal. I et enkelt-endet kredsløb af et transistortrin, der fungerer i modus "A", er dette som regel halvdelen af ​​værdien af ​​strømkildespændingen;

To strømme strømmer i transistorens emitterkredsløb - kollektorstrømmen (langs kollektor-emitterbanen) og basisstrømmen (langs basis-emitterbanen), men da basisstrømmen er ret lille, kan den negligeres, og den kan antages, at kollektorstrømmen er lig med emitterstrømmen;

En transistor er et forstærkende element, så det er rimeligt at bemærke, at dens evne til at forstærke signaler skal udtrykkes med en vis værdi. Størrelsen af ​​forstærkningen udtrykkes af en indikator taget fra teorien om fire-terminal netværk - basisstrømforstærkningsfaktoren i et omskifterkredsløb med en fælles emitter (CE) og er udpeget - h 21. Dens værdi er angivet i opslagsbøger for specifikke typer transistorer, og normalt er et stik angivet i opslagsbøger (for eksempel: 50 - 200). Til beregninger vælges minimumsværdien normalt (fra eksemplet vælger vi værdien - 50);

Samler ( R til) og emitter ( R e) modstande påvirker indgangs- og udgangsmodstandene på transistortrinnet. Vi kan antage, at indgangsimpedansen af ​​kaskaden R i =R e *h 21, og outputtet er R ud = R til. Hvis indgangsmodstanden på transistortrinnet ikke er vigtig for dig, kan du overhovedet undvære en modstand R e;

Modstandsværdier R til Og R e begrænse strømmene, der løber gennem transistoren, og den effekt, som transistoren afgiver.

Fremgangsmåden og eksemplet på beregning af en transistorkaskade med OE

Indledende data:

Forsyningsspænding U i.p.=12 V.

Vælg en transistor, for eksempel: Transistor KT315G, til den:

Pmax=150 mW; Imax=150 mA; h 21>50.

Vi accepterer Rk = 10*R e

Spænding b-e arbejder transistorpunkter accepteres Du bae= 0,66 V

Løsning:

1. Lad os bestemme den maksimale statiske effekt, der vil blive dissiperet af transistoren i tidspunkterne for passage AC signal gennem driftspunktet B for transistorens statiske tilstand. Det skal være 20 procent mindre (koefficient 0,8) maksimal effekt transistor angivet i biblioteket.

Vi accepterer P dis.max =0,8*P max=0,8*150 mW=120 mW

2. Lad os bestemme kollektorstrømmen i statisk tilstand (uden signal):

I k0 =P ras.max /U ke0 =P ras.max /(U i.p. /2)= 120mW/(12V/2) = 20mA.

3. I betragtning af, at halvdelen af ​​forsyningsspændingen falder over transistoren i statisk tilstand (uden et signal), vil den anden halvdel af forsyningsspændingen falde over modstande:

(R til +Re)=(U i.p./2)/I til 0= (12V/2)/20mA=6V/20mA = 300 Ohm.

Overvejer eksisterende serie modstandsvurderinger, samt at vi har valgt forholdet Rk = 10*R e, finder vi modstandsværdierne:

R til= 270 Ohm; R e= 27 Ohm.

4. Lad os finde spændingen ved transistorens kollektor uden et signal.

U k0 =(U kе0 + I k0 *R e)=(U i.p. - I k0 *R k)= (12 V - 0,02A * 270 Ohm) = 6,6 V.

5. Lad os bestemme basisstrømmen for transistorstyringen:

Ib=Ik/h 21 =/h 21= / 50 = 0,8 mA.

6. Den samlede basisstrøm bestemmes af basisforspændingen, som indstilles af spændingsdeleren Rb1,Rb2. Den resistive basedelerstrøm bør være meget større (5-10 gange) basekontrolstrømmen jeg b, så sidstnævnte ikke påvirker forspændingen. Vi vælger en delestrøm, der er 10 gange større end basisstyrestrømmen:

Rb1,Rb2: jeg sag. =10*I b= 10 * 0,8 mA = 8,0 mA.

Derefter impedans modstande

Rb1 + Rb2 = U i.p. /I del.= 12 V / 0,008 A = 1500 Ohm.

7. Lad os finde spændingen ved emitteren i hviletilstand (intet signal). Ved beregning af et transistortrin er det nødvendigt at tage højde for: arbejdstransistorens basis-emitterspænding må ikke overstige 0,7 volt! Spændingen ved emitteren i tilstanden uden indgangssignal er omtrent lig med:

U e =I k0 *R e= 0,02 A * 27 Ohm = 0,54 V,

Hvor jeg k0— transistorens hvilestrøm.

8. Bestemmelse af spændingen ved basen

U b =U e +U be=0,54 V+0,66 V=1,2 V

Herfra finder vi gennem spændingsdelerformlen:

Rb2 = (Rb1 +Rb2)*Ub/U i.p.= 1500 Ohm * 1,2 V / 12V = 150 Ohm Rb1 = (Rb1 +Rb2)-Rb2= 1500 Ohm - 150 Ohm = 1350 Ohm = 1,35 kOhm.

Ifølge modstandsserien, på grund af det faktum, at gennem modstanden Rb1 Basisstrømmen flyder også, vi vælger modstanden i retning af aftagende: Rb1=1,3 kOhm.

9. Separerende kondensatorer vælges baseret på de nødvendige amplitude-frekvenskarakteristika (båndbredde) af kaskaden. Til Normal drift transistortrin ved frekvenser op til 1000 Hz, er det nødvendigt at vælge kondensatorer med en nominel værdi på mindst 5 μF.

Ved lavere frekvenser afhænger amplitude-frekvensresponsen (AFC) af kaskaden af ​​genopladningstiden for de adskillende kondensatorer gennem andre elementer i kaskaden, herunder elementer af nabokaskader. Kapaciteten skal være sådan, at kondensatorerne ikke når at genoplade. Transistortrinets indgangsmodstand er meget større end udgangsmodstanden. Frekvensresponsen af ​​kaskaden i lavfrekvensområdet bestemmes af tidskonstanten tn=R i *Cin, Hvor R i =R e *h 21, C ind— adskillelse af kaskadens indgangskapacitans. C ud transistortrin, dette C ind den næste kaskade og den beregnes på samme måde. Lavere afskæringsfrekvens af kaskaden (afskæringsfrekvens afskæringsfrekvens) f n = 1/t n. For højkvalitetsforstærkning, når man designer et transistortrin, er det nødvendigt at vælge forholdet 1/t n =1/(R input *C input)< 30-100 gange for alle kaskader. Desuden, jo flere kaskader, jo større skal forskellen være. Hvert trin med sin egen kondensator tilføjer sit eget frekvensresponsfald. Typisk er en 5,0 µF isolationskapacitans tilstrækkelig. Men det sidste trin, gennem Cout, er normalt belastet med lavimpedansmodstand af de dynamiske hoveder, så kapacitansen øges til 500,0-2000,0 µF, nogle gange mere.

Beregningen af ​​transistortrinets nøgletilstand udføres på nøjagtig samme måde som den tidligere udførte beregning af forstærkertrinnet. Den eneste forskel er, at nøgletilstanden antager to tilstande af transistoren i hviletilstand (uden signal). Den er enten lukket (men ikke kortsluttet) eller åben (men ikke overmættet). Samtidig er driftspunkterne for "hvile" placeret uden for punkt A og C vist på strøm-spændingskarakteristikken. Når transistoren skal lukkes i kredsløbet i en tilstand uden signal, er det nødvendigt at fjerne modstanden fra det tidligere afbildede kaskadekredsløb Rb1. Hvis du ønsker, at transistoren skal være åben i hvile, skal du øge modstanden i kaskadekredsløbet Rb2 10 gange den beregnede værdi, og i nogle tilfælde kan den fjernes fra diagrammet.

Vi fortsætter med at stifte bekendtskab med halvlederenheder, og med denne artikel vil vi begynde at beskæftige os med transistor. I denne del vil vi stifte bekendtskab med enhed og mærkning af bipolære transistorer.

Halvledertransistorer findes i to typer: bipolar Og Mark.
I modsætning til felteffekttransistorer er bipolære transistorer mest udbredt i radioelektronik, og for på en eller anden måde at skelne disse transistorer fra hinanden, kaldes bipolære dem normalt blot transistorer.

1. Design og betegnelse af en bipolær transistor.

Skematisk kan en bipolær transistor repræsenteres som en plade med alternerende områder forskellige elektrisk ledningsevne, som danner to p-n-forbindelser. Og begge dele ekstrem områder har elektrisk ledningsevne af samme type, og gennemsnit område med elektrisk ledningsevne af forskellig type, og hvor hvert af områderne har mine kontaktstift.

Hvis i de ekstreme områder af halvlederen hul elektrisk ledningsevne, og i den midterste region elektronisk, så kaldes en sådan halvlederenhed en strukturtransistor p-n-p.

Og hvis det i de ekstreme egne råder elektronisk elektrisk ledningsevne, og i gennemsnit hul, så har sådan en transistor strukturen n-p-n.

Lad os nu tage den skematiske del af transistoren og dække ethvert ekstremt område, for eksempel området samler, og se på resultatet: vi har stadig åbne arealer baser Og udsender, det vil sige, at resultatet er en halvleder med en p-n overgang eller en almindelig halvlederdiode. Du kan læse om dioder.

Hvis vi dækker området udsender, så forbliver områderne åbne baser Og samler- og du får også en diode.

Dette fører til den konklusion, at en bipolær transistor kan repræsenteres som to dioder med én generel område inkluderet mod hinanden. I dette tilfælde kaldes det generelle (midterste) område grundlag, og de områder, der støder op til basen samler Og udsender. Disse er transistorens tre elektroder.

Områderne, der støder op til basen, er gjort ulige: et af områderne er lavet, så det mest effektivt producerer input(injektion) af ladningsbærere til databasen, og det andet område er lavet på en sådan måde, at det bliver effektivt udført konklusion(udvinding) af ladningsbærere fra databasen.

Herfra viser det sig:

input(injektion) af ladningsbærere i basen kaldes udsender udsender.

område af transistoren, hvis formål er konklusion(udtrækning) af bærere fra databasen kaldes samler, og det tilsvarende p-n kryds samler.

Det vil sige, det viser sig, at emitteren går ind i elektriske ladninger ind i basen og opsamleren samler op.

Forskellen i betegnelserne for transistorer af forskellige strukturer på kredsløbsdiagrammer ligger kun i retningen pile udsender: i p-n-p i transistorer vender den mod basen og ind n-p-n transistorer - fra basen.

2. Fremstillingsteknologi af bipolære transistorer.

Transistorernes fremstillingsteknologi adskiller sig ikke fra fremstillingsteknologien for dioder. Selv i den indledende periode med udvikling af transistorteknologi bipolære transistorer fremstillet kun af germanium ved hjælp af metoden fusion urenheder, og sådanne transistorer kaldes legering.

En krystal af germanium tages og stykker af indium smeltes ind i den.
Indium atomer diffuse(trænge) ind i kroppen af ​​en germaniumkrystal og danner to områder i den p-type– opsamler og emitter. Mellem disse områder forbliver der et meget tyndt (adskillige mikron) lag af halvleder n-type, som kaldes basen. Og for at beskytte krystallen mod påvirkning af lys og mekanisk belastning er den anbragt i et metal-glas, metal-keramik eller plastik.

Billedet nedenfor viser den skematiske enhed og design legering transistor samlet på en metalskive med en diameter på mindre end 10 mm. En krystalholder er svejset til toppen af ​​denne skive, som er den indre ledning af basen, og i bunden af ​​skiven er dens ydre ledning.

De indvendige terminaler af solfangeren og emitteren er svejset til ledere, som er loddet ind i glasisolatorer og tjener som de eksterne terminaler af disse elektroder. Metalhætten beskytter enheden mod lys og mekanisk skade. Sådan er de mest almindelige lavfrekvente lavfrekvente germaniumtransistorer fra MP37 - MP42-serien designet.

I betegnelsen angiver bogstavet "M", at transistorlegemet koldsvejset, bogstavet "P" er det første bogstav i ordet " plane", og tallene betyder transistorens serienummer. Som regel placeres efter serienummeret bogstaverne A, B, C, D osv., hvilket angiver typen af ​​transistor i denne serie, for eksempel MP42B.

Med fremkomsten af ​​nye teknologier lærte de at behandle siliciumkrystaller, og baseret på det skabte de silicium transistorer, som har fået den mest udbredte anvendelse i radioteknik og i dag næsten fuldstændig har erstattet germanium-enheder.

Siliciumtransistorer kan fungere ved højere temperaturer (op til 125ºC), har lavere kollektor- og emitteromvendte strømme og højere gennembrudsspændinger.

Den vigtigste metode til fremstilling af moderne transistorer er plane teknologi, og transistorer fremstillet ved hjælp af denne teknologi kaldes plane. For sådanne transistorer er p-n-forbindelserne emitter-base og kollektor-base i samme plan. Essensen af ​​metoden er diffusion(smelter) til en wafer af initial silicium en urenhed, som kan være i den gasformige, flydende eller faste fase.

Som regel er samleren af ​​en transistor lavet ved hjælp af denne teknologi en wafer af originalt silicium, på hvis overflade smeltede to kugler af urenhedselementer tæt på hinanden. Under opvarmning til en strengt defineret temperatur, diffusion urenheder i siliciumwaferen.

I dette tilfælde danner en kugle en tynd grundlæggende område, og det andet udsender. Som et resultat, i den originale siliciumwafer, to p-n overgange, der danner en p-n-p struktur transistor. De mest almindelige siliciumtransistorer fremstilles ved hjælp af denne teknologi.

Også til fremstilling af transistorstrukturer anvendes kombinerede metoder i vid udstrækning: fusion og diffusion eller en kombination af forskellige diffusionsmuligheder (dobbeltsidet, dobbeltsidet). Et muligt eksempel på en sådan transistor: basisområdet kan være diffusion, og kollektoren og emitteren kan være legeret.

Brugen af ​​en bestemt teknologi i skabelsen af ​​halvlederenheder er dikteret af forskellige overvejelser relateret til tekniske og økonomiske indikatorer såvel som deres pålidelighed.

3. Mærkning af bipolære transistorer.

I dag består mærkningen af ​​transistorer, ifølge hvilken de skelnes og produceres i produktionen, af fire elementer.
For eksempel: GT109A, GT328, 1T310V, KT203B, KT817A, 2T903V.

Det første element er et bogstav G, TIL, EN eller nummer 1 , 2 , 3 – karakteriserer halvledermaterialet og transistorens temperaturforhold.

1 . Brev G eller nummer 1 tildelt germanium transistorer;
2 . Brev TIL eller nummer 2 tildelt silicium transistorer;
3 . Brev EN eller nummer 3 tildelt transistorer, hvis halvledermateriale er galliumarsenid.

Tallet i stedet for bogstavet indikerer, at denne transistor kan fungere ved forhøjede temperaturer: germanium - over 60ºС og silicium - over 85ºС.

Det andet element er et bogstav T fra det indledende ord "transistor".

Det tredje element er et trecifret tal fra 101 Før 999 – angiver serienummeret på udviklingen og formålet med transistoren. Disse parametre er angivet i transistor-referencebogen.

Det fjerde element er brevet fra EN Før TIL– angiver typen af ​​transistorer i denne serie.

Du kan dog stadig finde transistorer, der har et tidligere betegnelsessystem, for eksempel P27, P213, P401, P416, MP39 osv. Sådanne transistorer blev produceret tilbage i 60'erne og 70'erne før introduktionen af ​​moderne mærkning af halvlederenheder. Disse transistorer kan være forældede, men de er stadig populære og bruges i amatørradiokredsløb.

I denne del af artiklen undersøgte vi kun generelle metoder til fremstilling af transistorstrukturer, så det ville være lettere for en nybegynder radioamatør at forstå den interne struktur af en transistor.

Vi afslutter her, og så vil vi udføre flere eksperimenter og ud fra dem drage praktiske konklusioner om drift af en bipolær transistor.
Held og lykke!

Litteratur:

1. Borisov V.G - Ung radioamatør. 1985
2. Pasynkov V.V., Chirkin L.K. - Halvlederenheder: Lærebog. for universiteter til særlige formål "Halvledere og dielektrika" og "Halvledere og mikroelektroniske enheder" - 4. udg. omarbejdet og yderligere 1987

Et udvalg af referencedata for indenlandske bipolære transistorer med lav, mellem og høj effekt. Hovedsageligt produceret i Sovjetunionen



Halvlederenheder lav strøm have tilladt effekttab i kollektorforbindelsen op til 0,3 W. (Med effekt i denne klassifikation mener vi den effekt, der frigives ved halvlederens kollektorforbindelse.) Varme fjernes fra kollektorforbindelsen til kroppen langs en tynd bundplade, som har lav varmeledningsevne. De er designet til at fungere uden specielle køleplader (radiatorer).Alle eksterne terminaler er placeret langs diameteren af ​​bunden og normalt er den midterste terminal base en, og emitter en er placeret tættere på base en end solfangeren.

Disse halvledere inkluderer enheder med effekttab i området fra 0,3 til 1,5 W

For højeffekttransistorer overstiger effekttabet 1,5 W.

Typer af huse til udenlandske og indenlandske transistorer

Huset er den vigtigste og største del af designet af absolut enhver transistor, som udfører en beskyttende funktion mod ydre påvirkninger og bruges også til at forbinde til eksterne kredsløb ved hjælp af metalledninger. Hustyperne af udenlandske transistorer er standardiseret for at forenkle fremstillingsprocessen og brugen af ​​produkter i amatørradiopraksis. Antallet af typiske transistorer er i øjeblikket hundreder.


Hver halvlederenhed, inklusive transistoren, har sin egen unikke betegnelse, hvorved den kan identificeres fra en masse andre radiokomponenter og dele.

Hovedelementet i en bijunction bipolar transistor er en enkelt krystal af en p- eller p-type halvleder, hvori der ved hjælp af urenheder skabes tre områder med elektron- og hulelektrisk ledningsevne, adskilt af to p-n-forbindelser (se figur øverst på siden). Hvis midterområdet har elektronisk ledningsevne af type p, og de to ydre områder har hultype p, så har en sådan transistor en pnp-struktur i modsætning til pnp-transistorer, som har et midterområde med hulledningsevne og ydre områder med elektronisk ledningsevne .

Det midterste område 1 af en n-konduktivitetshalvlederkrystal kaldes basen. Det ene ekstreme område 2 med p-konduktivitet, der injicerer (udsender) minoritetsladningsbærere, kaldes en emitter, og de 3 andre, der udfører udvindingen (fjernelsen) af ladningsbærere fra basen, kaldes en samler. Basen er adskilt fra emitter og solfanger af emitter 4 og solfanger 5 pn junctions. Metalledninger (B, E, K) er lavet af base 1, emitter 2 og solfanger 3, som passerer gennem isolatorer i bunden af ​​huset.

Transistorer fremstilles i forseglede metal-glas, metal-keramik eller plastikhuse, såvel som uden kabinetter. Uemballerede transistorer er beskyttet mod påvirkning af det ydre miljø af et lag af lak, harpiks, smelteligt glas og er forseglet sammen med den enhed, hvori de er forudmonteret. I øjeblikket er de fleste transistorer, herunder integrerede kredsløbstransistorer, baseret på silicium med en plan overgangstype. Brugen af ​​punktovergange er begrænset på grund af ustabilitet. Transistorernes basisareal er lavet med en meget lille tykkelse (fra 1 til 25 μm). Dopinggraden af ​​regionerne varierer. Koncentrationen af ​​urenheder i emitteren er flere størrelsesordener højere end i basen. Graden af ​​doping af basen og kollektoren afhænger af typen af ​​transistor.

I driftstilstand er konstante spændinger fra eksterne energikilder forbundet til transistorernes elektroder. Ud over konstante spændinger leveres signaler, der skal konverteres, til elektroderne. I denne henseende skelnes der mellem indgangskredsløbet, hvori signalet tilføres, og udgangskredsløbet, hvor signalet fjernes fra belastningen. Afhængigt af hvilken af ​​elektroderne, der er fælles for input- og outputkredsløbene, når transistoren er tændt, skelnes der mellem kredsløb med en fælles OB-base, en fælles OE-emitter og en fælles OC-kollektor. I et OB-kredsløb er indgangskredsløbet emitterkredsløbet, og udgangskredsløbet er kollektorkredsløbet. I et kredsløb med OE er input basiskredsløbet, og output er kollektorkredsløb. I et kredsløb med OK er indgangen basiskredsløbet, og udgangen er emitterkredsløbet.


De fysiske processer, der forekommer i transistorer med p-p-p og p-p-p strukturer, er de samme. I p-p-p transistorer, i modsætning til p-p-p transistorer, påføres en spænding med omvendt polaritet, og strømmene har den modsatte retning.

Afhængigt af polariteten af ​​de spændinger, der påføres emitter- og kollektorforbindelserne, skelnes der mellem aktiv, cutoff, mætning og omvendt tænding af transistoren.

Aktiv tilstand bruges ved forstærkning af svage signaler. I denne tilstand påføres jævnspænding til emitterforbindelsen, og omvendt spænding påføres kollektorforbindelsen. I den aktive tilstand sprøjter emitteren minoritetsbærere ind i basisområdet, og opsamleren udtrækker (fjerner) minoritetsbærere fra basisområdet.

I cutoff-tilstanden påføres omvendte spændinger til begge kryds, hvor strømmen gennem transistoren er ubetydelig. I mætningstilstand er begge overgange af transistoren under fremadspænding; I begge overgange forekommer bærerinjektion; transistoren bliver til en dobbelt diode; strømmen i udgangskredsløbet er maksimal ved den valgte belastningsværdi og styres ikke af indgangskredsløbsstrømmen; transistoren er helt åben.

Afskærings- og mætningstilstande bruges almindeligvis af en transistor i elektroniske switch-kredsløb. I omvendt tilstand ændres emitterens og solfangerens funktioner ved at tilslutte en jævnspænding til kollektorforbindelsen og en omvendt spænding til emitterforbindelsen. På grund af asymmetrien af ​​strukturen og forskellen i bærerkoncentration i kollektor- og emitterområderne er transistorens inverse tænding imidlertid ikke ækvivalent med dens normale tænding i den aktive tilstand.