High fidelity unch. UMZCH VV med mikrokontrollerkontrollsystem
Victor Zhukovsky, Krasnoarmeysk, Donetsk-regionen.
UMZCH BB-2010 er en ny utvikling fra den velkjente serien med UMZCH BB (high fidelity) forsterkere [1; 2; 5]. En rekke tekniske løsninger som ble brukt ble påvirket av arbeidet til SI Ageev. .
Forsterkeren gir Kr i størrelsesorden 0,001 % ved en frekvens på 20 kHz ved Pout = 150 W inn i en 8 Ohm belastning, lite signalfrekvensbånd på et nivå på -3 dB - 0 Hz ... 800 kHz, slew rate på utgangsspenningen -100 V / µs, signal-til-støy-forhold og signal/bakgrunn -120 dB.
Takket være bruken av en op-amp som opererer i en lettvektsmodus, samt bruken i spenningsforsterkeren av kun kaskader med OK og OB, dekket av dype lokale OOS, er UMZCH BB preget av høy linearitet selv før den generelle OOS er dekket. I den aller første høyfidelitetsforsterkeren tilbake i 1985 ble det brukt løsninger som til da kun ble brukt i måleteknologi: DC-moduser støttes av en separat serviceenhet, for å redusere nivået av grensesnittforvrengning, overgangsmotstanden til kontaktgruppen av AC-svitsjereléet er dekket av en vanlig negativ tilbakemelding, og en spesiell enhet kompenserer effektivt for påvirkningen av motstanden til høyttalerkabler på disse forvrengningene. Tradisjonen er bevart i UMZCH BB-2010, men den generelle OOS dekker også motstanden til utgangs-lavpassfilteret.
I de aller fleste designene til andre UMZCH-er, både profesjonelle og amatører, mangler fortsatt mange av disse løsningene. Samtidig oppnås høye tekniske egenskaper og audiofile fordeler ved UMZCH BB med enkle kretsløsninger og et minimum av aktive elementer. Faktisk er dette en relativt enkel forsterker: én kanal kan settes sammen på et par dager uten hastverk, og oppsettet innebærer kun å stille inn den nødvendige hvilestrømmen til utgangstransistorene. Spesielt for nybegynnere av radioamatører er det utviklet en metode for node-for-node, kaskadetesting og justering, som du kan garantere å lokalisere mulige feil og forhindre mulige konsekvenser av selv før UMZCH er ferdig montert. Alle mulige spørsmål om denne eller lignende forsterkere har detaljerte forklaringer, både på papir og på Internett.
Ved inngangen til forsterkeren er det et høypassfilter R1C1 med en grensefrekvens på 1,6 Hz, fig. 1. Men effektiviteten til modusstabiliseringsenheten gjør at forsterkeren kan jobbe med et inngangssignal som inneholder opptil 400 mV DC-komponentspenning. Derfor er C1 ekskludert, som realiserer den evige audiofile drømmen om en bane uten kondensatorer © og forbedrer lyden til forsterkeren betydelig.
Kapasitansen til kondensator C2 til inngangs-lavpassfilteret R2C2 er valgt slik at grensefrekvensen til inngangs-lavpassfilteret, tatt i betraktning utgangsmotstanden til forforsterkeren 500 Ohm -1 kOhm, er i området fra 120 til 200 kHz. Ved inngangen til op amp DA1 er det en frekvenskorreksjonskrets R3R5C3, som begrenser båndet av behandlede harmoniske og interferens som kommer gjennom OOS-kretsen fra utgangssiden av UMZCH, med et bånd på 215 kHz på et nivå på -3 dB og øker stabiliteten til forsterkeren. Denne kretsen lar deg redusere forskjellssignalet over grensefrekvensen til kretsen og dermed eliminere unødvendig overbelastning av spenningsforsterkeren med høyfrekvente interferenssignaler, interferens og harmoniske, og eliminerer muligheten for dynamisk intermodulasjonsforvrengning (TIM; DIM).
Deretter mates signalet til inngangen til en støysvak operasjonsforsterker med felteffekttransistorer på DA1-inngangen. Mange "påstander" til UMZCH BB er gjort av motstandere angående bruken av en op-amp ved inngangen, som visstnok forverrer lydkvaliteten og "stjeler den virtuelle dybden" til lyden. I denne forbindelse er det nødvendig å ta hensyn til noen ganske åpenbare funksjoner ved driften av op-forsterkeren i UMZCH VV.
Operasjonsforsterkere av forforsterkere, post-DAC op-ampere er tvunget til å utvikle flere volt utgangsspenning. Siden forsterkningen til op-ampen er liten og varierer fra 500 til 2000 ganger ved 20 kHz, indikerer dette at de opererer med et relativt høyt spenningsdifferansesignal – fra flere hundre mikrovolt ved LF til flere millivolt ved 20 kHz og stor sannsynlighet for intermodulasjonsforvrengning som introduseres av inngangstrinnet til op-forsterkeren. Utgangsspenningen til disse op-ampene er lik utgangsspenningen til det siste spenningsforsterkningstrinnet, vanligvis utført i henhold til en krets med en OE. En utgangsspenning på flere volt indikerer at dette trinnet opererer med ganske store inngangs- og utgangsspenninger, og som et resultat introduserer det forvrengning i det forsterkede signalet. Op-ampen belastes av motstanden til de parallellkoblede OOS- og belastningskretsene, noen ganger på flere kilo-ohm, noe som krever opptil flere milliampere utgangsstrøm fra forsterkerens utgangsrepeater. Derfor er endringer i strømmen til utgangsrepeateren til IC, hvis utgangstrinn bruker en strøm på ikke mer enn 2 mA, ganske betydelige, noe som også indikerer at de introduserer forvrengninger i det forsterkede signalet. Vi ser at inngangstrinnet, spenningsforsterkningstrinnet og op-amp-utgangstrinnet kan introdusere forvrengning.
Men kretsdesignet til høyfidelitetsforsterkeren, på grunn av den høye forsterkningen og inngangsmotstanden til transistordelen av spenningsforsterkeren, gir svært skånsomme driftsforhold for op-amp DA1. Døm selv. Selv i en UMZCH som har utviklet en nominell utgangsspenning på 50 V, opererer inngangsdifferensialtrinnet til op-ampen med forskjellssignaler med spenninger fra 12 μV ved frekvenser på 500 Hz til 500 μV ved en frekvens på 20 kHz. Forholdet mellom den høye intil differensialtrinnet, laget på felteffekttransistorer, og den sparsomme spenningen til forskjellssignalet sikrer høy linearitet av signalforsterkning. Utgangsspenningen til op-ampen overstiger ikke 300 mV. som indikerer den lave inngangsspenningen til spenningsforsterkningstrinnet med en felles emitter fra operasjonsforsterkeren - opptil 60 μV - og den lineære modusen for driften. Utgangstrinnet til op-ampen leverer en vekselstrøm på ikke mer enn 3 µA til belastningen på ca. 100 kOhm fra VT2-basesiden. Følgelig fungerer også utgangstrinnet til op-ampen i en ekstremt lett modus, nesten på tomgang. På et ekte musikalsk signal er spenninger og strømmer som oftest en størrelsesorden mindre enn de gitte verdiene.
Fra en sammenligning av spenningene til forskjellen og utgangssignalene, så vel som laststrømmen, er det klart at operasjonsforsterkeren i UMZCH BB generelt fungerer i hundrevis av ganger lettere, og derfor lineær, modus enn op- forsterkermodus for forforsterkere og post-DAC op-forsterkere for CD-spillere som fungerer som signalkilder for UMZCH med en hvilken som helst dybde av miljøvern, så vel som uten i det hele tatt. Følgelig vil den samme op-ampen introdusere mye mindre forvrengning i UMZCH BB enn i en enkelt tilkobling.
Noen ganger er det en oppfatning at forvrengningene introdusert av kaskaden tvetydig avhenger av spenningen til inngangssignalet. Dette er feil. Avhengigheten av manifestasjonen av kaskade-ulinearitet på spenningen til inngangssignalet kan adlyde en eller annen lov, men den er alltid entydig: en økning i denne spenningen fører aldri til en reduksjon i de introduserte forvrengningene, men bare til en økning.
Det er kjent at nivået av forvrengningsprodukter ved en gitt frekvens avtar proporsjonalt med dybden av negativ tilbakemelding for denne frekvensen. Åpen krets forsterkning, før forsterkeren når OOS, ved lave frekvenser kan ikke måles på grunn av det lille inngangssignalet. I følge beregninger lar åpen kretsforsterkningen utviklet for å dekke den negative tilbakemeldingen en oppnå en negativ tilbakekoblingsdybde på 104 dB ved frekvenser opp til 500 Hz. Målinger for frekvenser fra 10 kHz viser at OOS-dybden ved en frekvens på 10 kHz når 80 dB, ved en frekvens på 20 kHz - 72 dB, ved en frekvens på 50 kHz - 62 dB og 40 dB - ved en frekvens på 200 kHz. Figur 2 viser amplitude-frekvenskarakteristikkene til UMZCH VV-2010 og til sammenligning UMZCH Leonid Zuev, som er lik i kompleksitet.
Høy forsterkning opp til OOS-dekning er hovedtrekket i kretsdesignet til BB-forsterkere. Siden målet med alle kretstriks er å oppnå høy linearitet og høy forsterkning for å opprettholde dyp OOS i et bredest mulig frekvensbånd, betyr dette at slike strukturer er de eneste kretsmetodene for å forbedre forsterkerparametere. Ytterligere reduksjon i forvrengning kan bare oppnås ved designtiltak som tar sikte på å redusere interferensen av harmoniske av utgangstrinnet på inngangskretsene, spesielt på den inverterende inngangskretsen, hvorfra forsterkningen er maksimal.
Et annet trekk ved UMZCH BB-kretsen er strømstyringen av utgangstrinnet til spenningsforsterkeren. Inngangsoperasjonsforsterkeren kontrollerer spennings-strømkonverteringstrinnet, laget med OK og OB, og den resulterende strømmen trekkes fra trinnets hvilestrøm, laget i henhold til kretsen med OB.
Bruken av en lineariseringsmotstand R17 med en motstand på 1 kOhm i differensialtrinnet VT1, VT2 på transistorer med forskjellige strukturer med serieeffekt øker lineariteten til konverteringen av utgangsspenningen til op-amp DA1 til kollektorstrømmen VT2 med lage en lokal tilbakemeldingssløyfe med en dybde på 40 dB. Dette kan sees ved å sammenligne summen av emitternes egne motstander VT1, VT2 - ca. 5 Ohm hver - med motstand R17, eller summen av termiske spenninger VT1, VT2 - ca. 50 mV - med spenningsfallet over motstand R17 som utgjør til 5,2 - 5,6 V .
For forsterkere bygget med kretsdesignet som vurderes, observeres en skarp, 40 dB per tiår med frekvens, reduksjon i forsterkningen over en frekvens på 13...16 kHz. Feilsignalet, som er et produkt av forvrengning, ved frekvenser over 20 kHz er to til tre størrelsesordener mindre enn det nyttige lydsignalet. Dette gjør det mulig å konvertere lineariteten til differensialtrinnet VT1, VT2, som er overdreven ved disse frekvensene, til å øke forsterkningen til transistordelen av FN. På grunn av mindre endringer i strømmen til differensialkaskaden VT1, VT2, når man forsterker svake signaler, forverres lineariteten ikke vesentlig med en reduksjon i dybden av lokal tilbakemelding, men driften av op-amp DA1, på driftsmodusen til som ved disse frekvensene avhenger lineariteten til hele forsterkeren, vil gjøre forsterkningsmarginen lettere, siden alle spenninger Forvrengningene som bestemmer operasjonsforsterkerens forvrengning, starter fra differansesignalet til utgangssignalet, avtar proporsjonalt med forsterkningen i forsterkningen kl. en gitt frekvens.
Fasefremføringskorreksjonskretsene R18C13 og R19C16 ble optimalisert i simulatoren for å redusere den differensielle op-amp-spenningen til frekvenser på flere megahertz. Det var mulig å øke forsterkningen til UMZCH VV-2010 sammenlignet med UMZCH VV-2008 ved frekvenser i størrelsesorden flere hundre kilohertz. Forsterkningen var 4 dB ved 200 kHz, 6 ved 300 kHz, 8,6 ved 500 kHz, 10,5 dB ved 800 kHz, 11 dB ved 1 MHz og fra 10 til 12 dB ved frekvenser høyere 2 MHz. Dette kan sees fra simuleringsresultatene, fig. 3, der den nedre kurven refererer til frekvensresponsen til forhåndskorreksjonskretsen til UMZCH VV-2008, og den øvre kurven refererer til UMZCH VV-2010.
VD7 beskytter emitterkrysset VT1 mot omvendt spenning som oppstår på grunn av strømmen av ladestrømmer C13, C16 i modusen for å begrense utgangssignalet til UMZCH med spenning og de resulterende maksimale spenningene med en høy endringshastighet ved utgangen av op. -amp DA1.
Utgangstrinnet til spenningsforsterkeren er laget av transistor VT3, koblet i henhold til en felles basiskrets, som eliminerer inntrengningen av signalet fra utgangskretsene til kaskaden inn i inngangskretsene og øker stabiliteten. OB-trinnet, lastet inn på strømgeneratoren på transistoren VT5 og inngangsmotstanden til utgangstrinnet, utvikler en høy stabil forsterkning - opptil 13 000...15 000 ganger. Å velge motstanden til motstanden R24 til å være halvparten av motstanden til motstanden R26 garanterer likestilling av hvilestrømmene VT1, VT2 og VT3, VT5. R24, R26 gir lokal tilbakemelding som reduserer Early-effekten - endringen i p21e avhengig av kollektorspenningen og øker den initiale lineariteten til forsterkeren med henholdsvis 40 dB og 46 dB. Å drive FN med en separat spenning, modulo 15 V høyere enn spenningen til utgangstrinnene, gjør det mulig å eliminere effekten av kvasi-metning av transistorene VT3, VT5, som manifesterer seg i en reduksjon i p21e når kollektorbasen spenningen synker under 7 V.
Tre-trinns utgangsfølger er satt sammen ved hjelp av bipolare transistorer og krever ingen spesielle kommentarer. Ikke prøv å bekjempe entropi © ved å spare på hvilestrømmen til utgangstransistorene. Den bør ikke være mindre enn 250 mA; i forfatterens versjon - 320 mA.
Før aktiveringsreléet AC K1 aktiveres, dekkes forsterkeren av OOS1, realisert ved å slå på deler R6R4. Nøyaktigheten for å opprettholde motstanden R6 og konsistensen av disse motstandene i forskjellige kanaler er ikke avgjørende, men for å opprettholde stabiliteten til forsterkeren er det viktig at motstanden R6 ikke er mye lavere enn summen av motstandene R8 og R70. Når relé K1 utløses, slås OOS1 av og OOS2-kretsen, dannet av R8R70C44 og R4, og dekker kontaktgruppe K1.1, trer i drift, hvor R70C44 ekskluderer utgangs-lavpassfilteret R71L1 R72C47 fra OOS-kretsen ved frekvenser over 33 kHz. Den frekvensavhengige OOS R7C10 danner en roll-off i frekvensresponsen til UMZCH til utgangs-lavpassfilteret ved en frekvens på 800 kHz ved et nivå på -3 dB og gir en margin i OOS-dybden over denne frekvensen. Nedgangen i frekvensrespons ved AC-terminalene over frekvensen på 280 kHz ved et nivå på -3 dB er sikret av den kombinerte handlingen av R7C10 og utgangs-lavpassfilteret R71L1 -R72C47.
Resonansegenskapene til høyttalere fører til emisjon fra diffuseren av dempet lydvibrasjoner, overtoner etter pulsvirkning og generering av sin egen spenning når svingene til høyttalerspolen krysser magnetfeltlinjene i gapet til det magnetiske systemet. Dempningskoeffisienten viser hvor stor amplituden til diffusorens oscillasjoner er og hvor raskt de dempes når AC-belastningen påføres som en generator til full impedans til UMZCH. Denne koeffisienten er lik forholdet mellom AC-motstanden og summen av utgangsmotstanden til UMZCH, overgangsmotstanden til kontaktgruppen til AC-svitsjereléet, motstanden til utgangs-lavpassfilterinduktoren vanligvis viklet med en ledning med utilstrekkelig diameter, overgangsmotstanden til AC-kabelterminalene og motstanden til AC-kablene selv.
I tillegg er impedansen til høyttalersystemer ikke-lineær. Strømmen av forvrengte strømmer gjennom lederne til AC-kabler skaper et spenningsfall med en stor andel harmonisk forvrengning, som også trekkes fra den uforvrengte utgangsspenningen til forsterkeren. Derfor er signalet ved AC-terminalene forvrengt mye mer enn ved utgangen til UMZCH. Dette er såkalte grensesnittforvrengninger.
For å redusere disse forvrengningene brukes kompensasjon av alle komponentene i forsterkerens utgangsimpedans. UMZCHs egen utgangsmotstand, sammen med overgangsmotstanden til relékontaktene og motstanden til induktorledningen til utgangs-lavpassfilteret, reduseres ved virkningen av en dyp generell negativ tilbakemelding tatt fra høyre terminal på L1. I tillegg, ved å koble den høyre terminalen på R70 til den "varme" AC-terminalen, kan du enkelt kompensere for overgangsmotstanden til AC-kabelklemmen og motstanden til en av AC-ledningene, uten frykt for å generere UMZCH på grunn av faseskift i ledningene som dekkes av OOS.
AC-lednier laget i form av en inverterende forsterker med Ky = -2 på op-ampene DA2, R10, C4, R11 og R9. Inngangsspenningen for denne forsterkeren er spenningsfallet over den "kalde" ("jord") høyttalerledningen. Siden motstanden er lik motstanden til den "varme" ledningen til AC-kabelen, for å kompensere for motstanden til begge ledningene er det nok å doble spenningen på den "kalde" ledningen, invertere den og gjennom motstand R9 med en motstand lik summen av motstandene R8 og R70 til OOS-kretsen, bruk den på den inverterende inngangen til op-amp DA1. Deretter vil utgangsspenningen til UMZCH øke med summen av spenningsfallet på høyttalerledningene, noe som tilsvarer å eliminere påvirkningen av motstanden deres på dempingskoeffisienten og nivået av grensesnittforvrengning ved høyttalerterminalene. Kompensasjon for fallet i AC-ledningsmotstanden til den ikke-lineære komponenten av bak-EMF til høyttalere er spesielt nødvendig ved de lavere frekvensene i lydområdet. Signalspenningen ved diskanthøyttaleren er begrenset av motstanden og kondensatoren koblet i serie med den. Deres komplekse motstand er mye større enn motstanden til høyttalerkabelledningene, så det gir ingen mening å kompensere for denne motstanden ved HF. Basert på dette begrenser integreringskretsen R11C4 driftsfrekvensbåndet til kompensatoren til 22 kHz.
Spesielt å merke seg: motstanden til den "varme" ledningen til AC-kabelen kan kompenseres ved å dekke dens generelle OOS ved å koble den høyre terminalen på R70 med en spesiell ledning til den "varme" AC-terminalen. I dette tilfellet må bare motstanden til den "kalde" AC-ledningen kompenseres, og forsterkningen til ledningsmotstandskompensatoren må reduseres til verdien Ku = -1 ved å velge motstanden til motstanden R10 lik motstanden til motstanden R11.
Strømbeskyttelsesenheten forhindrer skade på utgangstransistorene ved kortslutning i lasten. Den nåværende sensoren er motstandene R53 - R56 og R57 - R60, som er ganske nok. Strømmen av forsterkerens utgangsstrøm gjennom disse motstandene skaper et spenningsfall som påføres deleren R41R42. En spenning med en verdi større enn terskelen åpner transistoren VT10, og dens kollektorstrøm åpner VT8 til triggercellen VT8VT9. Denne cellen går inn i en stabil tilstand med transistorene åpne og omgår HL1VD8-kretsen, reduserer strømmen gjennom zenerdioden til null og låser VT3. Utlading av C21 med en liten strøm fra VT3-basen kan ta flere millisekunder. Etter at triggercellen er utløst, øker spenningen på den nedre platen på C23, ladet av spenningen på HL1 LED til 1,6 V, fra nivået på -7,2 V fra den positive strømforsyningsbussen til nivået på -1,2 V 1 , spenningen på den øvre platen til denne kondensatoren øker også ved 5 V. C21 utlades raskt gjennom motstand R30 til C23, transistor VT3 er slått av. I mellomtiden åpner VT6 og gjennom R33 åpner R36 VT7. VT7 omgår zenerdioden VD9, utlader kondensator C22 gjennom R31 og slår av transistoren VT5. Uten å motta forspenning blir også utgangstrinntransistorene slått av.
Gjenoppretting av starttilstanden til utløseren og slå på UMZCH gjøres ved å trykke på SA1 "Tilbakestill beskyttelse"-knappen. C27 lades av kollektorstrømmen til VT9 og omgår basiskretsen til VT8, og låser triggercellen. Hvis nødsituasjonen i dette øyeblikket er eliminert og VT10 er låst, går cellen inn i en tilstand med stabile lukkede transistorer. VT6, VT7 er lukket, referansespenningen tilføres basene VT3, VT5 og forsterkeren går inn i driftsmodus. Hvis kortslutningen i UMZCH-lasten fortsetter, utløses beskyttelsen igjen, selv om kondensator C27 er koblet til SA1. Beskyttelsen fungerer så effektivt at under arbeid med å sette opp korrigeringen ble forsterkeren strømløst flere ganger for små loddeforbindelser ... ved å berøre den ikke-inverterende inngangen. Den resulterende selveksitasjonen førte til en økning i strømmen til utgangstransistorene, og beskyttelsen slo av forsterkeren. Selv om denne grove metoden ikke kan foreslås som en generell regel, men på grunn av strømbeskyttelsen, forårsaket den ingen skade på utgangstransistorene.
Drift av AC-kabelmotstandskompensatoren.
Effektiviteten til UMZCH BB-2008-kompensatoren ble testet ved å bruke den gamle audiofile metoden, ved å bytte kompensatorinngangen mellom kompensasjonsledningen og den vanlige ledningen til forsterkeren. Forbedringen i lyden var tydelig merkbar, og den fremtidige eieren var ivrig etter å få en forsterker, så målinger av påvirkningen fra kompensatoren ble ikke utført. Fordelene med "kabelrensing"-kretsen var så åpenbare at konfigurasjonen "kompensator + integrator" ble tatt i bruk som en standardenhet for installasjon i alle utviklede forsterkere.
Det er overraskende hvor mye unødvendig debatt som har blusset opp på Internett angående nytten/unyttigheten av kabelmotstandskompensasjon. Som vanlig var de som spesielt insisterte på å lytte til et ikke-lineært signal de som syntes det ekstremt enkle kabelrenseopplegget komplisert og uforståelig, kostnadene for det ublu, og installasjonen arbeidskrevende ©. Det var til og med forslag om at siden så mye penger brukes på selve forsterkeren, ville det være synd å spare på det hellige, men man bør ta den beste, glamorøse veien som hele siviliserte menneskehet følger og...kjøpe normal, menneskelig © superdyre kabler laget av edle metaller. Til min store overraskelse ble det tilført bensin på bålet av uttalelser fra høyt respekterte spesialister om ubrukeligheten til kompensasjonsenheten hjemme, inkludert de spesialistene som med hell bruker denne enheten i forsterkerne sine. Det er veldig uheldig at mange andre radioamatører var mistroende til rapporter om forbedret lydkvalitet i lav- og mellomtoneområdet med inkludering av en kompensator, og gjorde sitt beste for å unngå denne enkle måten å forbedre ytelsen til UMZCH, og dermed rane seg selv.
Lite forskning er gjort for å dokumentere sannheten. Fra GZ-118-generatoren ble det tilført en rekke frekvenser til UMZCH BB-2010 i området for resonansfrekvensen til AC, spenningen ble styrt av et oscilloskop S1-117, og Kr ved AC-terminalene ble målt med INI S6-8, fig. 4. 
Motstand R1 er installert for å unngå forstyrrelser på kompensatorinngangen når du bytter den mellom kontroll- og fellesledninger. I forsøket ble det brukt vanlige og allment tilgjengelige AC-kabler med lengde 3 m og kjernetverrsnitt på 6 kvadratmeter. mm, samt høyttalersystemet GIGA FS Il med et frekvensområde på 25 -22 000 Hz, en nominell impedans på 8 Ohm og en nominell effekt på 90 W fra Acoustic Kingdom.
Dessverre innebærer kretsdesignet til harmoniske signalforsterkere fra C6-8 bruk av høykapasitets oksidkondensatorer i OOS-kretser. Dette fører til at lavfrekvent støy fra disse kondensatorene påvirker enhetens lavfrekvente oppløsning, noe som fører til at lavfrekvente oppløsningen blir dårligere. Ved måling av et Kr-signal med en frekvens på 25 Hz fra GZ-118 direkte fra C6-8, danser instrumentavlesningene rundt verdien på 0,02 %. Det er ikke mulig å omgå denne begrensningen ved å bruke hakkfilteret til GZ-118-generatoren i tilfelle måling av effektiviteten til kompensatoren, fordi en rekke diskrete verdier for innstillingsfrekvensene til 2T-filteret er begrenset ved lave frekvenser til 20,60, 120, 200 Hz og tillater ikke måling av Kr ved de frekvensene som er av interesse for oss. Derfor ble nivået på 0,02% motvillig akseptert som null, referansen.
Ved en frekvens på 20 Hz med en spenning på AC-klemmene på 3 Vamp, som tilsvarer en utgangseffekt på 0,56 W inn i en 8 Ohm belastning, var Kr 0,02% med kompensatoren på og 0,06% med den avslått. Ved en spenning på 10 V ampl, som tilsvarer en utgangseffekt på 6,25 W, er Kr-verdien henholdsvis 0,02 % og 0,08 %, ved en spenning på 20 V ampl og en effekt på 25 W - 0,016 % og 0,11 %, og ved en spenning på 30 In amplitude og effekt 56 W - 0,02% og 0,13%.
Å kjenne den avslappede holdningen til produsenter av importert utstyr til betydningen av inskripsjoner angående kraft, og også huske den mirakuløse, etter vedtakelsen av vestlige standarder, transformasjonen av 35AC-1 høyttalersystemet med en subwoofereffekt på 30 W til S-90 , langtidseffekt på mer enn 56 W ble ikke levert til AC.
Ved en frekvens på 25 Hz ved en effekt på 25 W var Kr 0,02 % og 0,12 % med kompensasjonsenheten på/av, og ved en effekt på 56 W - 0,02 % og 0,15 %.
Samtidig ble nødvendigheten og effektiviteten av å dekke utgangs-lavpassfilteret med en generell OOS testet. Ved en frekvens på 25 Hz med en effekt på 56 W og koblet i serie til en av AC-kabelledningene til utgangen RL-RC lavpassfilter, lik den som er installert i en ultra-lineær UMZCH, Kr med kompensatoren dreid av når 0,18 %. Ved en frekvens på 30 Hz ved en effekt på 56 W Kr 0,02 % og 0,06 % med kompensasjonsenheten på/av. Ved en frekvens på 35 Hz ved en effekt på 56 W Kr 0,02 % og 0,04 % med kompensasjonsenheten på/av. Ved frekvenser på 40 og 90 Hz ved en effekt på 56 W er Kr 0,02 % og 0,04 % med kompensasjonsenheten på/av, og ved en frekvens på 60 Hz -0,02 % og 0,06 %.
Konklusjonene er åpenbare. Tilstedeværelsen av ikke-lineære signalforvrengninger ved AC-terminalene observeres. En forringelse av lineariteten til signalet ved AC-terminalene oppdages tydelig når det kobles gjennom den ukompenserte, ikke dekket av OOS-motstanden til lavpassfilteret som inneholder 70 cm relativt tynn ledning. Avhengigheten av forvrengningsnivået på kraften som leveres til AC-en antyder at den avhenger av forholdet mellom signaleffekten og nominell effekt til AC-wooferne. Forvrengning er mest uttalt ved frekvenser nær den resonante. Den bakre EMF generert av høyttalerne som svar på påvirkningen av et lydsignal blir shuntet av summen av utgangsmotstanden til UMZCH og motstanden til AC-kabelledningene, så nivået av forvrengning ved AC-terminalene avhenger direkte av motstanden til disse ledningene og utgangsmotstanden til forsterkeren.
Kjeglen til en dårlig dempet lavfrekvent høyttaler avgir selv overtoner, og i tillegg genererer denne høyttaleren en bred hale av ikke-lineære og intermsom mellomfrekvenshøyttaleren gjengir. Dette forklarer forringelsen av lyd ved mellomfrekvenser.
Til tross for antakelsen om et null Kr-nivå på 0,02% vedtatt på grunn av ufullkommenheten til INI, er påvirkningen av kabelmotstandskompensatoren på signalforvrengningen ved AC-terminalene klart og entydig notert. Det kan slås fast at det er fullstendig samsvar mellom konklusjonene som trekkes etter å ha lyttet til driften av kompensasjonsenheten på et musikalsk signal og resultatene av instrumentelle målinger.
Forbedringen som er tydelig hørbar når kabelrenseren er slått på, kan forklares med det faktum at når forvrengningen forsvinner ved AC-terminalene, slutter mellomtonehøyttaleren å produsere all den skitten. Tilsynelatende derfor ved å redusere eller eliminere gjengivelsen av forvrengninger av mellomfrekvenshøyttaleren, to-kablers høyttalerkrets, den såkalte. "Bi-wiring", når LF- og MF-HF-seksjonene kobles sammen med forskjellige kabler, har en fordel i lyd sammenlignet med en enkeltkabelkrets. Men siden i en to-kabels krets det forvrengte signalet ved terminalene til AC-lavfrekvensseksjonen ikke forsvinner noe sted, er denne kretsen dårligere enn versjonen med en kompensator når det gjelder dempingskoeffisienten for frie vibrasjoner til lav- frekvens høyttalerkjegle.
Du kan ikke lure fysikk, og for anstendig lyd er det ikke nok å få strålende ytelse på forsterkerutgangen med en aktiv belastning, men du må heller ikke miste lineariteten etter å ha levert signalet til høyttalerterminalene. Som en del av en god forsterker er en kompensator laget i henhold til en eller annen ordning helt nødvendig.
Integrator.
Effektiviteten og feilreduksjonsmulighetene til integratoren på DA3 ble også testet. I UMZCH BB med op-amp TL071 er utgangs likespenningen i området 6...9 mV og det var ikke mulig å redusere denne spenningen ved å inkludere en ekstra motstand i den ikke-inverterende inngangskretsen.
Effekten av lavfrekvent støy, karakteristisk for en op-amp med DC-inngang, på grunn av dekningen av dyp tilbakemelding gjennom den frekvensavhengige kretsen R16R13C5C6, manifesterer seg i form av ustabilitet i utgangsspenningen på flere millivolt, eller -60 dB i forhold til utgangsspenningen ved nominell utgangseffekt, ved frekvenser under 1 Hz, ikke-reproduserbare høyttalere.
Internett nevnte den lave motstanden til beskyttelsesdiodene VD1...VD4, som visstnok introduserer en feil i driften av integratoren på grunn av dannelsen av en deler (R16+R13)/R VD2|VD4 . . For å sjekke den omvendte motstanden til beskyttelsesdiodene, ble en krets satt sammen i fig. 6. Her er op-amp DA1, koblet i henhold til den inverterende forsterkerkretsen, dekket av OOS gjennom R2, dens utgangsspenning er proporsjonal med strømmen i kretsen til den testede dioden VD2 og beskyttelsesmotstanden R2 med en koeffisient på 1 mV/ nA, og motstanden til kretsen R2VD2 - med en koeffisient på 1 mV/15 GOhm. For å utelukke påvirkningen av additive feil av op-amp - forspenning og inngangsstrøm på resultatene av måling av lekkasjestrømmen til dioden, er det nødvendig å beregne bare forskjellen mellom den indre spenningen ved utgangen av op-amp , målt uten at dioden ble testet, og spenningen ved utgangen av op-ampen etter installasjonen. I praksis gir en forskjell i op-amp-utgangsspenningene på flere millivolt en revers motstandsverdi for diode i størrelsesorden ti til femten gigaohm ved en reversspenning på 15 V. Det er klart at lekkasjestrømmen ikke vil øke ettersom spenningen på diode synker til et nivå på flere millivolt, karakteristisk for forskjellsspenningen til op-amp-integratoren og kompensatoren .
Men den fotoelektriske effekten karakteristisk for dioder plassert i et glasshus fører faktisk til en betydelig endring i utgangsspenningen til UMZCH. Når den ble belyst med en 60 W glødelampe fra en avstand på 20 cm, økte den konstante spenningen ved UMZCH-utgangen til 20...3O mV. Selv om det er usannsynlig at et lignende nivå av belysning kan observeres inne i forsterkerhuset, eliminerte en dråpe maling på disse diodene avhengigheten av UMZCH-modusene av belysning. I følge simuleringsresultatene observeres ikke reduksjonen i frekvensresponsen til UMZCH selv ved en frekvens på 1 millihertz. Men tidskonstanten R16R13C5C6 bør ikke reduseres. Fasene til vekselspenningene ved utgangene til integratoren og kompensatoren er motsatte, og med en reduksjon i kapasitansen til kondensatorene eller motstanden til integratormotstandene, kan en økning i utgangsspenningen forverre kompensasjonen av motstanden til høyttalerkabler.
Sammenligning av lyden til forsterkere. Lyden til den sammensatte forsterkeren ble sammenlignet med lyden fra flere industrielt produserte utenlandske forsterkere. Kilden var en Cambridge Audio CD-spiller; Radiotekhnika UP-001 forforsterkeren ble brukt til å drive og justere lydnivået til de endelige UMZCH-ene; Sugden A21a og NAD C352 brukte standard justeringskontroller.
Den første som ble testet var den legendariske, sjokkerende og jævla dyre engelske UMZCH "Sugden A21a", som opererte i klasse A med en utgangseffekt på 25 W. Det som er bemerkelsesverdig er at britene i den medfølgende dokumentasjonen for VX anså det som bedre å ikke indikere nivået av ikke-lineære forvrengninger. De sier at det ikke er et spørsmål om forvrengning, men om åndelighet. "Sugden A21a>" tapte for UMZCH BB-2010 med sammenlignbar kraft både i nivå og i klarhet, selvtillit og edel lyd ved lave frekvenser. Dette er ikke overraskende, gitt egenskapene til kretsdesignet: bare en totrinns kvasisymmetrisk utgangsfølger på transistorer av samme struktur, satt sammen i henhold til kretsdesignet på 70-tallet av forrige århundre med en relativt høy utgangsmotstand og en elektrolytisk kondensator koblet til utgangen, som ytterligere øker den totale utgangsmotstanden - dette er sistnevnte løsningen i seg selv forverrer lyden til eventuelle forsterkere ved lave og mellomfrekvenser. Ved middels og høye frekvenser viste UMZCH BB høyere detaljer, transparens og utmerket sceneutarbeidelse, når sangere og instrumenter klart kunne lokaliseres av lyd. Forresten, når vi snakker om korrelasjonen mellom objektive måledata og subjektive lydinntrykk: i en av journalartiklene til Sugdens konkurrenter ble dens Kr bestemt til nivået 0,03 % ved en frekvens på 10 kHz.
Den neste var også den engelske forsterkeren NAD C352. Det generelle inntrykket var det samme: den uttalte "bøtte"-lyden til engelskmannen ved lave frekvenser ga ham ingen sjanse, mens arbeidet til UMZCH BB ble anerkjent som upåklagelig. I motsetning til NADA, hvis lyd var assosiert med tette busker, ull og bomullsull, gjorde lyden av BB-2010 ved middels og høye frekvenser det mulig å tydelig skille stemmene til utøvere i et generelt kor og instrumenter i et orkester. Arbeidet til NAD C352 uttrykte tydelig effekten av bedre hørbarhet for en mer vokal utøver, et høyere instrument. Som eieren av forsterkeren selv sa det, i lyden av UMZCH BB "skrik og nikket" ikke vokalistene til hverandre, og fiolinen kjempet ikke med gitaren eller trompeten i lydstyrke, men alle instrumentene var fredelig og harmonisk "venner" i det overordnede lydbildet av melodien. Ved høye frekvenser høres UMZCH BB-2010, ifølge fantasifulle audiofiler, ut "som om den malte lyden med en tynn, tynn pensel." Disse effektene kan tilskrives forskjeller i intermodulasjonsforvrengning mellom forsterkerne.
Lyden til Rotel RB 981 UMZCH var lik lyden til NAD C352, med unntak av bedre ytelse ved lave frekvenser, men BB-2010 UMZCH forble uovertruffen i klarheten til AC-kontroll ved lave frekvenser, så vel som gjennomsiktighet og delikat lyd ved mellom- og høye frekvenser.
Det mest interessante med tanke på å forstå måten å tenke på audiofile var den generelle oppfatningen om at til tross for deres overlegenhet over disse tre UMZCH-ene, bringer de "varme" til lyden, noe som gjør den mer behagelig, og BB UMZCH fungerer jevnt, "den er nøytral til lyden."
Den japanske Dual CV1460 mistet lyden umiddelbart etter at den ble slått på på den mest åpenbare måten for alle, og vi kastet ikke bort tid på å lytte til den i detalj. Kr var i området 0,04...0,07% ved lav effekt.
Hovedinntrykkene fra sammenligningen av forsterkerne var helt identiske i hovedtrekkene: UMZCH BB var ubetinget og utvetydig foran dem i lyd. Derfor ble ytterligere testing ansett som unødvendig. Til slutt vant vennskapet, alle fikk det de ønsket: for en varm, sjelfull lyd - Sugden, NAD og Rotel, og for å høre hva som ble spilt inn på disk av regissøren - UMZCH BB-2010.
Personlig liker jeg high-fidelity UMZCH for sin lette, rene, upåklagelige, edle lyd; den gjengir enkelt passasjer av enhver kompleksitet. Som en venn av meg, en erfaren audiofil, sa det, han håndterer lydene fra trommesett ved lave frekvenser uten variasjoner, som en presse, ved middels frekvenser høres han ut som om det ikke er noen, og ved høye frekvenser ser det ut til at han maler lyden med en tynn børste. For meg er den ikke-anstrengende lyden til UMZCH BB assosiert med den enkle betjeningen av kaskadene.
Litteratur
1. Sukhov I. UMZCH av høy troskap. "Radio", 1989, nr. 6, s. 55-57; nr. 7, s. 57-61.
2. Ridiko L. UMZCH BB på en moderne elementbase med et mikrokontrollerkontrollsystem. «Radiohobby», 2001, nr. 5, s. 52-57; nr. 6, s. 50-54; 2002, nr. 2, s. 53-56.
3. Ageev S. Superlineær UMZCH med dyp miljøvern “Radio”, 1999, nr. 10... 12; "Radio", 2000, nr. 1; 2; 4…6; 9…11.
4. Zuev. L. UMZCH med parallell OOS. "Radio", 2005, nr. 2, s. 14.
5. Zhukovsky V. Hvorfor trenger du hastigheten til UMZCH (eller "UMZCH VV-2008")? “Radio Hobby”, 2008, nr. 1, s. 55-59; nr. 2, s. 49-55.
High-fidelity lydeffektforsterkeren (AMP), utviklet i 1989 av Nikolai Sukhov, kan med rette kalles legendarisk. Under utviklingen ble det brukt en profesjonell tilnærming, basert på kunnskap og erfaring innen analoge kretser. Som et resultat viste parametrene til denne forsterkeren seg å være så høye at selv i dag har denne designen ikke mistet sin relevans. Denne artikkelen beskriver en litt forbedret versjon av forsterkeren. Forbedringer kommer ned til bruk av en ny elementbase og bruk av et mikrokontrollerkontrollsystem.
En effektforsterker (PA) er en integrert del av ethvert lydgjengivelseskompleks. Mange beskrivelser av utformingen av slike forsterkere er tilgjengelige. Men i de aller fleste tilfeller, selv med svært gode egenskaper, er det fullstendig mangel på servicefasiliteter. Men nå for tiden, når mikrokontrollere har blitt utbredt, er det ikke spesielt vanskelig å lage et tilstrekkelig avansert kontrollsystem. På samme tid, når det gjelder funksjonalitet, kan en hjemmelaget enhet ikke være dårligere enn de beste merkevarene. En versjon av UMZCH BB med et mikrokontrollerkontrollsystem er vist i fig. 1:
Ris. 1. Utseendet til forsterkeren.
Den originale kretsen til UMZCH VV har tilstrekkelige parametere til å sikre at forsterkeren ikke er den dominerende kilden til ikke-linearitet i lydgjengivelsesbanen over hele området av utgangseffekter. Derfor gir ytterligere forbedring av egenskapene ikke lenger merkbare fordeler.
I det minste skiller lydkvaliteten til forskjellige lydspor mye mer enn lydkvaliteten til forsterkere. Om dette emnet kan du sitere fra magasinet "Audio": " Det er lydmessige åpenbare forskjeller i kategorier som høyttalere, mikrofoner, LP-pickuper, lytterom, studiorom, konsertsaler, og spesielt konfigurasjonene av studio og innspillingsutstyr som brukes av forskjellige plateselskaper. Hvis du vil høre subtile forskjeller i lydbilde, kan du sammenligne John Eargles Delos-opptak med Jack Renners Telarc-opptak, ikke forforsterkerne. Eller hvis du vil høre subtile forskjeller i overganger, kan du sammenligne dmp studiojazzopptak med Chesky studiojazzopptak, i stedet for to sammenkoblinger.»
Til tross for dette faktum fortsetter Hi-End-elskere å søke etter den "riktige" lyden, som også påvirker sinnet. Faktisk er PA et eksempel på en veldig enkel lineær bane. Det nåværende utviklingsnivået av kretsteknologi gjør det mulig å gi en slik enhet tilstrekkelig høye parametere slik at de introduserte forvrengningene blir usynlige. Derfor høres i praksis alle to moderne, ikke-eksentrisk utformede PA-er like ut. Tvert imot, hvis et sinn har en spesiell, spesifikk lyd, betyr dette bare én ting: forvrengningene som introduseres av et slikt sinn er store og tydelig merkbare ved øret.
Dette betyr ikke at det er veldig enkelt å designe et sinn av høy kvalitet. Det er mange finesser, både kretsløp og design. Men alle disse finessene har lenge vært kjent for seriøse PA-produsenter, og grove feil i designene til moderne PA-er oppstår vanligvis ikke. Unntaket er dyre Hi-End-forsterkere, som ofte er svært dårlig designet. Selv om forvrengningen introdusert av PA er behagelig for øret (som fans av rørforsterkere hevder), har dette ingenting å gjøre med høy lydgjengivelse.
I tillegg til de tradisjonelle kravene til bredbånd og god linearitet, er en høykvalitets PA underlagt en rekke tilleggskrav. Noen ganger kan man høre at en forsterkereffekt på 20-35 W er tilstrekkelig for hjemmebruk. Hvis vi snakker om gjennomsnittlig kraft, er dette utsagnet sant. Men et ekte musikksignal kan ha et toppeffektnivå som er 10 til 20 ganger høyere enn gjennomsnittsnivået. Derfor, for å oppnå uforvrengt reproduksjon av et slikt signal med en gjennomsnittlig effekt på 20 W, er det nødvendig å ha en PA-effekt på omtrent 200 W. Her er for eksempel konklusjonen av en ekspertvurdering for forsterkeren beskrevet i: " Den eneste kritikken var det utilstrekkelige volumet på lyden til store perkusjonsinstrumenter, noe som forklares med den utilstrekkelige utgangseffekten til forsterkeren (120 W topp til en 4 Ohm belastning).»
Akustiske systemer (AS) representerer en kompleks belastning og har en svært kompleks impedansavhengighet på frekvens. Ved noen frekvenser kan den være 3 til 4 ganger mindre enn den nominelle verdien. PA må kunne fungere uten forvrengning på en så lavimpedanslast. For eksempel, hvis den nominelle impedansen til høyttalersystemet er 4 ohm, bør PA fungere normalt med en belastning på 1 ohm. Dette krever svært store utgangsstrømmer, som må tas i betraktning ved utforming av PA. Den beskrevne forsterkeren tilfredsstiller disse kravene.
Nylig har temaet optimal forsterkerutgangsimpedans fra synspunktet om å minimere høyttalerforvrengning blitt diskutert ganske ofte. Dette emnet er imidlertid bare relevant når du designer aktive høyttalere. Passive høyttalerfiltre er designet ut fra en antagelse om at signalkilden vil ha en ubetydelig lav utgangsimpedans. Hvis PA har en høy utgangsimpedans, vil frekvensresponsen til slike høyttalere være sterkt forvrengt. Derfor er det ingenting annet å gjøre enn å gi lav utgangsimpedans for PA.
Det kan bemerkes at nye utviklinger av PA-er hovedsakelig tar veien for å redusere kostnader, forbedre produksjonsevnen til designet, øke utgangseffekten, øke effektiviteten og forbedre forbrukerkvalitetene. Denne artikkelen fokuserer på servicefunksjoner som implementeres takket være et mikrokontrollerkontrollsystem.
Forsterkeren er laget i en MIDI-formatkasse, dens totale dimensjoner er 348x180x270 mm, vekten er omtrent 20 kg. Den innebygde mikrokontrolleren lar deg styre forsterkeren ved hjelp av en IR-fjernkontroll (delt med forforsterkeren). I tillegg måler og viser mikrokontrolleren gjennomsnittlig og kvasi-topp utgangseffekt, radiatortemperatur, implementerer timeravstengninger og behandler nødsituasjoner. Forsterkerbeskyttelsessystemet, samt strøm av og på kontroll, implementeres med deltakelse av en mikrokontroller. Forsterkeren har en separat standby-strømforsyning, som gjør at den kan være i "STANDBY"-modus når hovedstrømkildene er slått av.
Den beskrevne forsterkeren kalles NSM (National Sound Machines), modell PA-9000, siden navnet på enheten er en del av designet og må være til stede. Det implementerte settet med servicefunksjoner kan i noen tilfeller vise seg å være overflødige; for slike situasjoner er det utviklet en "minimalistisk" versjon av forsterkeren (modell PA-2020), som kun har en strømbryter og en tofarget LED på frontpanelet, og den innebygde mikrokontrolleren kontrollerer bare prosessen med å slå strømmen på og av, utfyller beskyttelsessystemet og gir fjernkontroll av "STANDBY"-modus.
Alle kontroller og indikasjoner på forsterkeren er plassert på frontpanelet. Utseendet og formålet med kontrollene er vist i fig. 2:
Ris. 2. Frontpanel på forsterkeren.
| 1 - LED for å slå på eksterne forbrukere EXT | 9 - minusknapp |
| 2 - DUTY strømforsyning LED | 10 - indikasjonsknapp for toppeffekt PEAK |
| 3 - knapp for å bytte til standby-modus STANDBY | 11 - TIMER indikasjonsknapp |
| 4 - POWER-knapp | 12 - knapp for temperaturindikator°C |
| 5 - hovedstrøm LED MAIN | 13 - plussknapp |
| 6 - LED for normal drift OPERATE | 14 - venstre kanal feil LED FAIL L |
| 7 - lastbryter LED LOAD | 15 - feil på høyre kanal LED FAIL R |
| 8 - skjerm |
På-knapp sikrer fullstendig frakobling av forsterkeren fra nettverket. Fysisk kobler denne knappen bare standby-strømkilden fra nettverket; følgelig kan den utformes for en liten strøm. Hovedstrømkildene slås på ved hjelp av releer, hvis viklinger får strøm fra en standby-kilde. Derfor, når "POWER"-knappen er deaktivert, er alle forsterkerkretser garantert strømløse.
Når POWER-knappen er slått på, er forsterkeren helt slått på. Bytteprosessen skjer som følger: standby-kilden slås umiddelbart på, som det fremgår av "DUTY" standby-strømforsynings-LED. Etter en tid som kreves for å tilbakestille mikrokontrolleren, slås strømmen på de eksterne kontaktene og "EXT"-LED-en lyser. Deretter tennes "MAIN" LED, og det første trinnet med å slå på hovedkildene inntreffer. Til å begynne med slås hovedtransformatorene på gjennom begrensningsmotstander, som forhindrer den første startstrømmen på grunn av utladede filterkondensatorer. Kondensatorene lades gradvis, og når den målte forsyningsspenningen når en satt terskel, fjernes begrensningsmotstandene fra kretsen. Samtidig lyser LED-en "OPERATE". Hvis forsyningsspenningen ikke har nådd den innstilte terskelen innen den tildelte tiden, avbrytes prosessen med å slå på forsterkeren og en alarmindikasjon slås på. Hvis innkoblingen av hovedkildene var vellykket, kontrollerer mikrokontrolleren statusen til beskyttelsessystemet. I fravær av nødsituasjoner lar mikrokontrolleren belastningsreléet slå på og "LOAD" LED lyser.
STANDBY-knapp kontrollerer standby-modus. Et kort trykk på knappen setter forsterkeren i standby-modus eller, omvendt, slår på forsterkeren. I praksis kan det hende du må slå på eksterne stikkontakter mens du lar PA stå i standby-modus. Dette kreves for eksempel når du lytter til lydspor på stereotelefoner eller ved dubbing uten lydkontroll. Eksterne stikkontakter kan slås av og på uavhengig av hverandre ved å trykke lenge på "STANDBY"-knappen (inntil lydsignalet). Alternativet når PA er slått på og stikkontaktene er slått av gir ikke mening, så det er ikke implementert.
Frontpanelet inneholder en 4-sifret digital vise og 5 displaykontrollknapper. Displayet kan fungere i følgende moduser (fig. 3a):
- funksjonshemmet
- visning av gjennomsnittlig utgangseffekt [W]
- kvasi-topp utgangseffektindikasjon
- Timerstatusindikasjon [M]
- Radiatortemperaturvisning [°C]
Ris. 3. Vis alternativer.
PEAK-knapp slår på utgangseffektdisplayet og bytter mellom gjennomsnittlig/kvasi-toppeffektmodus. I utgangseffektindikasjonsmodus lyser "W" på displayet, og for kvasi-toppeffekt lyser "PEAK" også. Utgangseffekten er angitt i watt med en oppløsning på 0,1 watt. Målingen gjøres ved å multiplisere strømmen og spenningen over lasten, slik at avlesningene er gyldige for enhver tillatt lastmotstandsverdi. Hold PEAK-knappen inne til et pip slår av skjermen. Å slå av skjermen, samt bytte mellom forskjellige visningsmoduser, skjer jevnt (ett bilde "flyter" over i et annet). Denne effekten er implementert i programvare.
TIMER-knapp viser gjeldende tilstand for timeren, og bokstaven "M" lyser. Timeren lar deg stille inn et tidsintervall hvoretter forsterkeren går i standby-modus og de eksterne kontaktene slås av. Det skal bemerkes at når du bruker denne funksjonen, må andre komponenter i komplekset tillate at strømmen slås av "i farten". For en tuner og CD-spiller er dette vanligvis akseptabelt, men for noen kassettspillere, når strømmen er slått av, kan det hende at CVL ikke går inn i "STOPP"-modus. Disse dekkene kan ikke slås av under avspilling eller opptak. Imidlertid er slike dekk ekstremt sjeldne blant merkede enheter. Tvert imot har de fleste kortstokker en "Timer"-bryter, som har 3 posisjoner: "Off", "Record" og "Play", som lar deg umiddelbart slå på avspillings- eller opptaksmodus ved ganske enkelt å slå på strømmen. Du kan også slå av disse modusene ved ganske enkelt å fjerne strømmen. Forsterkerens timer kan programmeres med følgende intervaller (fig. 3b): 5, 15, 30, 45, 60, 90 og 120 minutter. Hvis timeren ikke brukes, må den settes til "AV". Den er i denne tilstanden umiddelbart etter at strømmen er slått på.
Timerintervallet er innstilt "+" og "-"-knappene i timervisningsmodus. Hvis timeren er slått på, lyser alltid "TIMER"-LED-en på displayet, og å slå på timer-indikasjonen viser den virkelige gjeldende tilstanden, dvs. hvor mange minutter er det igjen før avstengning? I en slik situasjon kan intervallet forlenges ved å trykke på "+"-knappen.
"°C"-knappen slår på displayet for temperaturen på radiatorene, og "°C"-symbolet lyser. Hver radiator har et eget termometer, men den maksimale temperaturverdien vises på displayet. De samme termometrene brukes til å styre viften og for temperaturbeskyttelse av forsterkerens utgangstransistorer.
Til ulykkesindikasjon Det er to lysdioder på frontpanelet: "FAIL LEFT" og "FAIL RIGHT". Når beskyttelsen utløses, lyser tilsvarende LED i en av PA-kanalene, og bokstavnavnet på årsaken til ulykken vises på displayet (fig. 3c). I dette tilfellet går forsterkeren i standby-modus. Forsterkeren implementerer følgende typer beskyttelse:
- utgangstrinn overstrømsbeskyttelse
- DC-utgangsbeskyttelse
- beskyttelse mot strømbrudd
- beskyttelse mot nettspenningstap
- beskyttelse mot overoppheting av utgangstransistorer
Den reagerer på DC-komponenten til PA-utgangsspenningen, større enn 2 V. Den beskytter høyttalerne og er også implementert i maskinvare. Indikert på displayet som "dcF".
Reagerer på et fall i forsyningsspenningen til enhver arm under et spesifisert nivå. Et betydelig brudd på symmetrien til forsyningsspenningene kan føre til utseendet til en konstant komponent ved utgangen til PA, noe som er farlig for høyttalersystemet. Indikert på displayet som "UF".
Reagerer på tap av flere perioder med nettspenning på rad. Hensikten med denne beskyttelsen er å slå av lasten før forsyningsspenningen faller og en transient begynner. Implementert i maskinvare, leser mikrokontrolleren bare tilstanden. Indikert på displayet som "prF".
overopphetingsbeskyttelse utgangstransistorer er implementert i programvare; den bruker informasjon fra termometre som er installert på radiatorer. Indikert på displayet som "tF".
Sinnet har evnen fjernkontroll. Siden det ikke er behov for mange kontrollknapper, brukes samme fjernkontroll som til å styre forforsterkeren. Denne fjernkontrollen fungerer i RC-5-standarden og har tre knapper spesielt designet for å kontrollere PA. "STANDBY"-knappen dupliserer fullstendig den lignende knappen på frontpanelet. "DISPLAY"-knappen lar deg bytte visningsmodus i en ring (fig. 3a). Hold inne DISPLAY-knappen til et pip slår av skjermen. "MODE"-knappen lar deg endre tidsintervallet til timeren (fig. 3b), dvs. den erstatter “+” og “-” knappene.
På bakpanel forsterker (fig. 4) det er installert stikkontakter for å drive andre komponenter i komplekset. Disse stikkontaktene har en uavhengig avstenging, som lar deg slå av strømmen til hele komplekset ved hjelp av fjernkontrollen.
Ris. 4. Bakpanelet på forsterkeren.
Som nevnt tidligere, er grunnlaget for den beskrevne forsterkeren UMZCH VV-kretsen til Nikolai Sukhov, som er beskrevet i. De grunnleggende prinsippene for å bygge et high-fidelity sinn er beskrevet i. Skjematisk diagram forsterker hovedkort vist i fig. 5.
bredde=710>
Ris. 5. Skjematisk diagram av hovedforsterkerkortet.
Sammenlignet med det originale designet er det gjort mindre endringer på forsterkeren. Disse endringene er ikke grunnleggende og representerer hovedsakelig en overgang til en nyere elementbase.
Endret hvilestrøm temperaturstabiliseringskrets. I den originale designen, sammen med utgangstransistorene, ble en transistor installert på radiatorene - en temperatursensor, som satte forspenningen til utgangstrinnet. I dette tilfellet ble bare temperaturen på utgangstransistorene tatt i betraktning. Men temperaturen på pre-terminal-transistorene, på grunn av den ganske store kraften som ble spredd av dem, økte også betydelig under drift. Fordi disse transistorene var montert på små, separate kjøleribber, kunne temperaturen deres svinge ganske dramatisk, for eksempel på grunn av endringer i effekttap eller til og med på grunn av eksterne luftstrømmer. Dette førte til de samme skarpe svingningene i hvilestrømmen. Og et hvilket som helst annet element i PA kan bli ganske varmt under drift, siden varmekilder er plassert i ett tilfelle (radiatorer av utgangstransistorer, transformatorer, etc.). Dette gjelder også de aller første kompositt-emitterfølgertransistorene, som ikke hadde radiatorer i det hele tatt. Som et resultat kan hvilestrømmen øke flere ganger når PA varmes opp. En løsning på dette problemet ble foreslått av Alexey Belov.
Vanligvis, for å temperaturstabilisere hvilestrømmen til PA-utgangstrinnene, brukes følgende krets (fig. 6a):
Ris. 6. Skjema for temperaturstabilisering av hvilestrømmen.
Forspenningen påføres punktene A og B. Den er allokert på et to-terminalt nettverk, som består av transistor VT1 og motstander R1, R2. Den initiale forspenningen settes av motstand R2. Transistor VT1 er vanligvis montert på en felles radiator med VT6, VT7. Stabilisering utføres som følger: når transistorene VT6, VT7 varmes opp, avtar base-emitterfallet, noe som ved en fast forspenning fører til en økning i hvilestrømmen. Men sammen med disse transistorene varmes også VT1 opp, noe som forårsaker en reduksjon i spenningsfallet over to-terminalnettverket, dvs. nedgang i stillestrøm. Ulempen med denne ordningen er at overgangstemperaturen til de gjenværende transistorene som er inkludert i den sammensatte emitterfølgeren ikke tas i betraktning. For å ta hensyn til det, må krysstemperaturen til alle transistorer være kjent. Den enkleste måten er å gjøre det likt. For å gjøre dette er det nok å installere alle transistorene som er inkludert i den sammensatte emitterfølgeren på en felles radiator. Dessuten, for å oppnå en hvilestrøm som ikke er avhengig av temperatur, må forspenningen til den sammensatte emitterfølgeren ha en temperaturkoeffisient som er den samme som for seks p-n-kryss koblet i serie. Omtrent kan vi anta at foroverspenningsfallet over pn-krysset avtar lineært med en koeffisient K omtrent lik 2,3 mV/°C. For en sammensatt emitterfølger er denne koeffisienten 6*K. For å sikre en slik temperaturkoeffisient av forspenningen er oppgaven til et to-terminalnettverk, som er koblet mellom punktene A og B. To-terminalnettverket vist i fig. 6a, har en temperaturkoeffisient lik (1+R2/R1)*K. Ved justering av hvilestrømmen med motstand R2 endres også temperaturkoeffisienten, noe som ikke er helt riktig. Den enkleste praktiske løsningen er kretsen vist i fig. 6b. I denne kretsen er temperaturkoeffisienten lik (1+R3/R1)*K, og den innledende hvilestrømmen settes av posisjonen til motstanden R2-glidebryteren. Spenningsfallet over motstand R2, som er shuntet av en diode, kan betraktes som nesten konstant. Derfor vil justering av den innledende hvilestrømmen ikke påvirke temperaturkoeffisienten. Med en slik krets, når PA varmes opp, endres hvilestrømmen med ikke mer enn 10-20%. For at alle transistorer i en kompositt emitterfølger skal plasseres på en felles kjøleribbe, må de ha pakker egnet for montering på kjøleribben (transistorer i TO-92 pakker er ikke egnet). Derfor brukes andre typer transistorer i PA, samtidig mer moderne.
I forsterkerkretsen (fig. 5) shuntes den to-terminale kretsen for temperaturstabilisering av hvilestrømmen av kondensator C12. Denne kondensatoren er valgfri, selv om den heller ikke skader. Faktum er at mellom basene til transistorene til den sammensatte emitterfølgeren er det nødvendig å gi en forspenning, som må være konstant for den valgte hvilestrømmen og uavhengig av det forsterkede signalet. Kort sagt, den vekslende komponenten av spenningen på to-terminalnettverket, så vel som på motstandene R26 og R29 (fig. 5) skal være lik null. Derfor kan alle disse elementene omgås med kondensatorer. Men på grunn av den lave dynamiske motstanden til to-terminalnettverket, så vel som de lave motstandsverdiene til disse motstandene, har tilstedeværelsen av shuntkondensatorer en veldig svak effekt. Derfor er disse kapasitansene ikke nødvendige, spesielt siden for å omgå R26 og R29 må vurderingene deres være ganske store (henholdsvis omtrent 1 μF og 10 μF).
Utgangstransistorer PA-ene er erstattet av transistorene KT8101A, KT8102A, som har en høyere grensefrekvens for strømoverføringskoeffisienten. I høyeffekttransistorer er effekten av et fall i strømoverføringskoeffisienten med en økning i kollektorstrømmen ganske uttalt. Denne effekten er ekstremt uønsket for PA-er, siden transistorene her må operere med høye utgangsstrømmer. Modulering av strømoverføringskoeffisienten fører til en betydelig forringelse av lineariteten til forsterkerens utgangstrinnet. For å redusere påvirkningen av denne effekten, brukes parallellkobling av to transistorer i utgangstrinnet (og dette er minimumet som er råd til).
Når du kobler transistorer parallelt, for å redusere påvirkningen av spredningen av deres parametere og utjevne driftsstrømmene, brukes separate emittermotstander. For normal drift av overstrømsbeskyttelsessystemet er det lagt til en krets for å isolere den maksimale spenningsverdien på diodene VD9 - VD12 (fig. 5), siden det nå er nødvendig å fjerne fallet fra ikke to, men fra fire emittermotstander.
Andre transistorer kompositt emitterfølger - disse er KT850A, KT851A (TO-220-hus) og KT940A, KT9115A (TO-126-hus). Stillestrømstabiliseringskretsen bruker en sammensatt transistor KT973A (TO-126-pakke).
Det er også gjort utskifting OU til mer moderne. Hovedoperasjonsforsterkeren U1 er erstattet av AD744, som har økt hastighet og god linearitet. Op-amp U2, som opererer i kretsen for å opprettholde nullpotensial ved utgangen til UMZCH, erstattes av OP177, som har en lav nullforskyvning (ikke mer enn 15 µV). Dette gjorde det mulig å eliminere trimmemotstanden for justering av forspenningen. Det skal bemerkes at på grunn av særegenhetene til AD744-kretsdesignet, må op-amp U2 gi en utgangsspenning nær forsyningsspenningen (pin 8 på AD744 op-amp når det gjelder konstant spenning er bare to pn-kryss unna pinne 4). Derfor vil ikke alle typer presisjonsforsterkere være egnet. Som en siste utvei kan du bruke en "pull-up" motstand fra utgangen på op-ampen til –15 V. Op-amp U3, som opererer i impedanskompensasjonskretsen til de koblende høyttalerledningene, erstattes av AD711 . Parametrene til denne op-ampen er ikke så kritiske, så en billig op-amp med tilstrekkelig hastighet og en ganske lav null-offset ble valgt.
Motstandsdelere R49 – R51, R52 – R54 og R47, R48 legges til kretsen, som brukes til å fjerne strøm- og spenningssignaler for effektmålekretsen.
Implementering endret jordkjeder. Siden hver forsterkerkanal nå er fullstendig satt sammen på et enkelt kort, er det ikke behov for flere jordledninger som må kobles til et enkelt punkt på chassiset. Den spesielle PCB-topologien sikrer stjerneformet jordkretsruting. Jordstjernen er koblet med en leder til strømkildens felles terminal. Det skal bemerkes at denne topologien kun er egnet med helt separate strømforsyninger for venstre og høyre kanal.
I den originale forsterkerkretsen dekker AC-tilbakemeldingssløyfen begge relékontakter, som kobler belastningen. Dette tiltaket ble iverksatt for å redusere påvirkningen av kontaktulinearitet. Dette kan imidlertid forårsake problemer med driften av den konstante komponentbeskyttelsen. Faktum er at når forsterkeren er slått på, tilføres strøm før lastreléet slås på. På dette tidspunktet kan et signal være tilstede ved inngangen til PA, og overføringskoeffisienten til forsterkeren på grunn av den ødelagte tilbakekoblingssløyfen er veldig høy. I denne modusen begrenser PA signalet, og er vanligvis ikke i stand til å opprettholde en null DC-komponent ved PA-utgangen. Derfor, selv før du kobler til lasten, kan det bli oppdaget at det er en konstant komponent ved utgangen til PA, og da vil beskyttelsessystemet fungere. Det er veldig enkelt å eliminere denne effekten hvis du bruker et relé med vekselkontakter.
Normalt lukkede kontakter skal lukke OOS-sløyfen på samme måte som normalt åpne kontakter. I dette tilfellet, når reléet er aktivert, blir tilbakemeldingen bare avbrutt i svært kort tid, hvor alle relékontakter er åpne. I løpet av denne tiden har den relativt treghetsbeskyttelsen for den konstante komponenten ikke tid til å fungere. I fig. Figur 7 viser relésvitsjeprosessen registrert med et digitalt oscilloskop. Som du kan se, åpnes de normalt lukkede kontaktene 4 ms etter at spenningen er påført reléviklingen. Etter omtrent ytterligere 3 ms lukkes de normalt åpne kontaktene (med en merkbar skravling som varer i ca. 0,7 ms). Dermed er kontaktene på "flukt" i omtrent 3 ms, og det er i løpet av denne tiden tilbakemeldingen vil bli avbrutt.
Ris. 7. AJS13113 relé koblingsprosess.
Beskyttelseskrets fullstendig redesignet (fig. 8). Nå ligger den på hovedtavlen. Dermed har hver kanal sin egen uavhengige krets. Dette er noe overflødig, men hvert hovedkort er helt autonomt og er en komplett monoforsterker. Noen av beskyttelsesfunksjonene utføres av mikrokontrolleren, men for å øke påliteligheten er et tilstrekkelig sett av dem implementert i maskinvare. I prinsippet kan forsterkerkortet fungere uten mikrokontroller i det hele tatt. Siden PA har en separat standby-strømforsyning, får beskyttelseskretsen strøm fra den (på +12V-nivå). Dette gjør oppførselen til beskyttelseskretsen mer forutsigbar i tilfelle feil på en av hovedstrømkildene.
bredde=710>
Tegningen passer ikke på siden og er derfor komprimert!
Klikk på for å se den i sin helhet.
Ris. 8. Forsterkerbeskyttelseskrets.
Overstrømsbeskyttelse inkluderer en trigger montert på transistorene VT3, VT4 (fig. 5), som slås på når transistoren VT13 åpner. VT13 mottar et signal fra strømsensoren og åpner når strømmen når verdien som er satt ved hjelp av trimmemotstand R30. Utløseren slår av strømgeneratorene VT5, VT6, noe som fører til blokkering av alle transistorer til den sammensatte emitterfølgeren. Null utgangsspenning opprettholdes i denne modusen ved bruk av motstand R27 (fig. 5). I tillegg leses tilstanden til utløseren gjennom kjeden VD13, R63 (fig. 8), og når den er slått på, settes et lavt logisk nivå ved inngangene til det logiske elementet U4D. Transistor VT24 gir en åpen kollektorutgang for IOF-signalet (I Out Fail), som polles av mikrokontrolleren.
DC beskyttelse implementert på transistorene VT19 – VT22 og logiske elementer U4B, U4A. Signalet fra forsterkerens utgang gjennom deleren R57, R59 føres til lavpassfilteret R58C23 med en grensefrekvens på ca. 0,1 Hz, som velger den konstante komponenten til signalet. Hvis en konstant komponent med positiv polaritet vises, åpnes transistor VT19, koblet i henhold til OE-kretsen. Han åpner på sin side transistor VT22, og et høyt logisk nivå vises ved inngangene til logisk element U4B. Hvis en konstant komponent med negativ polaritet vises, åpnes transistor VT21, koblet til OB. Denne asymmetrien er et nødvendig tiltak knyttet til den unipolare strømforsyningen til beskyttelseskretsen. For å øke strømoverføringskoeffisienten ble det brukt kaskodetilkobling av transistorene VT21, VT20 (OB - OK). Deretter, som i det første tilfellet, åpnes transistor VT22, etc. Transistor VT23 er koblet til utgangen til logisk element U4A, som gir en åpen kollektorutgang for DCF-signalet (DC Fail).
Beskyttelse mot strømbrudd inneholder en hjelpelikeretter (fig. 13) VD1, VD2 (VD3, VD4), som har et anti-aliasing-filter med svært liten tidskonstant. Hvis flere perioder med nettspenning svikter på rad, faller utgangsspenningen til likeretteren, og et lavt logisk nivå settes på inngangene til U4C logikkelementet (fig. 8).
Logiske signaler fra de tre beskyttelseskretsene beskrevet ovenfor leveres til "ELLER"-elementet U5C, hvis utgang genereres på et lavt logisk nivå hvis noen av kretsene utløses. I dette tilfellet utlades kondensator C24 gjennom dioden VD17, og et lavt logisk nivå vises ved inngangene til logisk element U5B (også ved utgang U5A). Dette får transistor VT27 til å lukke og relé K1 slås av. R69C24-kjeden gir en viss minimumsforsinkelse når du slår på strømmen i tilfelle mikrokontrolleren av en eller annen grunn ikke genererer den første forsinkelsen. Transistor VT25 gir en åpen kollektorutgang for signalet OKL (OK Venstre) eller OKR (OK Høyre). Mikrokontrolleren kan forhindre at reléet slås på. For dette formålet er en VT26-transistor installert. Denne funksjonen er nødvendig for å implementere programvarebeskyttelse mot overoppheting, en programvareforsinkelse for å slå på reléet, og for å synkronisere driften av venstre og høyre kanalbeskyttelsessystem.
Interaksjon mellom mikrokontrolleren og maskinvarebeskyttelseskretsen følgende: når forsterkeren er slått på, etter at forsyningsspenningen har nådd den nominelle verdien, spør mikrokontrolleren OKL- og OKR-maskinvarebeskyttelsesberedskapssignalene. Hele denne tiden er det forbudt å slå på reléet av mikrokontrolleren ved å opprettholde ENB (Aktiver)-signalet i en tilstand med høyt logisk nivå. Så snart mikrokontrolleren mottar klarsignalene, skaper den en tidsforsinkelse og lar releet slå seg på. Under drift av forsterkeren overvåker mikrokontrolleren konstant beredskapssignalet. Hvis et slikt signal forsvinner for en av kanalene, fjerner mikrokontrolleren ENB-signalet, og slår dermed av releet i begge kanalene. Den spør deretter sikkerhetsstatussignalene for å identifisere kanalen og typen sikkerhet.
overopphetingsbeskyttelse implementert helt i programvare. Hvis radiatorene overopphetes, fjerner mikrokontrolleren ENB-signalet, noe som får lastreléet til å slå seg av. For å måle temperaturen er det festet et DS1820 termometer fra Dallas til hver radiator. Beskyttelsen utløses når radiatorene når en temperatur på 59,8 °C. Litt tidligere, ved en temperatur på 55,0 °C, vises en foreløpig melding om overoppheting på displayet - temperaturen på radiatorene vises automatisk. Forsterkeren starter automatisk på nytt når radiatorene kjøles ned til 35,0 °C. Å slå på radiatorene ved høyere temperaturer er kun mulig manuelt.
For å forbedre kjøleforholdene til elementene inne i forsterkerhuset, en liten størrelse fan, som er plassert på bakpanelet. Det brukes en vifte med en børsteløs likestrømsmotor med en nominell forsyningsspenning på 12 V, designet for å avkjøle datamaskinprosessoren. Siden driften av viften skaper noe støy, som kan merkes under pauser, brukes en ganske kompleks kontrollalgoritme. Når radiatortemperaturen er 45,0 °C, begynner viften å fungere, og når radiatorene avkjøles til 35,0 °C, slås viften av. Når utgangseffekten er mindre enn 2 W, er viftedrift forbudt slik at støyen ikke er merkbar. For å forhindre at viften slås av og på periodisk når utgangseffekten svinger rundt terskelverdien, er minimum vifteavslåing programvare begrenset til 10 sekunder. Ved en radiatortemperatur på 55,0 °C og over, går viften uten å slås av, siden denne temperaturen er nær nødtemperaturen. Hvis viften ble slått på mens forsterkeren var i drift, vil viften fortsette å fungere selv ved null utgangseffekt når den går inn i "STANDBY"-modus, hvis temperaturen på radiatorene er over 35,0 °C. Dette gjør at forsterkeren kjøles raskt ned.
Beskyttelse mot strømbrudd også implementert helt i programvare. Mikrokontrolleren, ved hjelp av en ADC, overvåker forsyningsspenningene til begge kanalene til forsterkeren. Denne spenningen tilføres prosessoren fra hovedkortene gjennom motstandene R55, R56 (fig. 8).
Hovedstrømkildene slås på trinnvis. Dette er nødvendig av den grunn at belastningen av likeretterne er fullstendig utladet filterkondensatorer, og når den slås på plutselig vil det være en sterk strømstøt. Denne overspenningen er farlig for likeretterdiodene og kan føre til at sikringer går. Derfor, når forsterkeren er slått på, lukkes relé K2 først (fig. 12), og transformatorene kobles til nettverket gjennom begrensende motstander R1 og R2. På dette tidspunktet settes terskelen for de målte forsyningsspenningene av programvare til ±38 V. Hvis denne spenningsterskelen ikke nås innen den innstilte tiden, avbrytes koblingsprosessen. Dette kan oppstå hvis strømmen som forbrukes av forsterkerkretsen økes betydelig (forsterkeren er skadet). I dette tilfellet er "UF"-strømforsyningsfeilindikasjonen slått på.
Hvis ±38 V-terskelen nås, aktiveres relé K3 (fig. 12), som utelukker motstander fra primærkretsene til hovedtransformatorene. Deretter reduseres terskelen til ±20 V, og mikrokontrolleren fortsetter å overvåke forsyningsspenningene. Hvis forsyningsspenningen faller under ±20 V under drift av forsterkeren, utløses beskyttelsen og forsterkeren slås av. Å redusere terskelen ved normal drift er nødvendig slik at når forsyningsspenningen faller under belastning, utløses ikke beskyttelsen feilaktig.
Skjematisk diagram prosessorkort vist i fig. 9. Grunnlaget for prosessoren er en mikrokontroller U1 type AT89C51 fra Atmel, som opererer med en klokkefrekvens på 12 MHz. For å øke systemets pålitelighet brukes U2-supervisor, som har innebygget watchdog-timer og strømmonitor. For å tilbakestille watchdog-timeren, brukes en egen WD-linje, på hvilken et periodisk signal genereres av programvare. Programmet er konstruert på en slik måte at dette signalet bare vil være tilstede hvis timeravbruddsbehandleren og hovedprogramsløyfen blir utført. Ellers vil watchdog-timeren tilbakestille mikrokontrolleren.
bredde=710>
Tegningen passer ikke på siden og er derfor komprimert!
Klikk på for å se den i sin helhet.
Ris. 9. Skjematisk diagram av prosessorkortet.
Displayet er koblet til prosessoren ved hjelp av en 8-bits buss (kontaktene XP4 - XP6). For å gate registrene til displaykortet brukes signalene C0..C4, som genereres av adressedekoderen U4. Register U3 er lavadressebytelåsen, bare bitene A0, A1, A2 brukes. Den høye byten til adressen brukes ikke i det hele tatt, noe som frigjør P2-porten til andre formål.
Når du trykker på kontrollknappene, genereres lydsignaler programmatisk. Til dette brukes BPR-linjen, som transistorbryteren VT1 er koblet til, lastet på den dynamiske emitteren HA1.
Hovedkortene for venstre og høyre kanal er koblet til prosessorkortet ved hjelp av kontaktene henholdsvis XP1 og XP2. Gjennom disse kontaktene mottar prosessoren statussignalene til IOF-overstrømbeskyttelsessystemet og DC-beskyttelsen ved utgangen til DCF-forsterkeren. Disse signalene er felles for venstre og høyre kanal, og kombinasjonen deres er mulig takket være utgangene til den åpne kollektorbeskyttelseskretsen. OKL- og OKR-beskyttelsessystemets beredskapssignaler er kanalseparate slik at prosessoren kan identifisere kanalen der beskyttelseskretsen har blitt utløst. ENB-signalet, som kommer fra prosessoren til beskyttelsessystemet, lar lastreléet slå seg på. Dette signalet er felles for de to kanalene, som automatisk synkroniserer driften av de to reléene.
TRR- og TRL-linjene brukes til å lese av termometrene som er installert på henholdsvis høyre og venstre kanal radiatorer. Temperaturen målt av termometre kan vises på displayet hvis riktig visningsmodus er slått på. Maksimal temperaturverdi for de to vises for venstre og høyre kanal. Den målte verdien brukes også til programvareimplementering av overopphetingsbeskyttelse.
I tillegg inneholder kontaktene XP1 og XP2 WUR-, WIR-, WUL- og WIL-signaler, som brukes av utgangseffektmålekretsene.
Prosessorkortet får strøm fra en standby-kilde via XP3-kontakten. 4 nivåer brukes for strømforsyning: ±15 V, +12 V og +5 V. ±15 V-nivåene er slått av når du går inn i standby-modus, og de resterende nivåene er alltid tilstede. Forbruket fra +5 V- og +12 V-nivåene i standby-modus er minimert på grunn av programvareavstengingen til hovedforbrukerne. I tillegg, gjennom denne kontakten, sendes flere logiske kontrollsignaler til standby-strømforsyningen: PEN - kontrollerer standby-strømforsyningen, REX - slår på det eksterne kontaktreléet, RP1 og RP2 - slår på hovedstrømforsyningsreléet, FAN - slår på viften. Beskyttelseskretsene på hovedkortene får strøm fra prosessorkortet ved +12 V, og skjermkortet får strøm til +5 V.
For å måle utgangseffekt og overvåke forsyningsspenninger, brukes en 12-bits ADC U6 type AD7896 fra Analog Devices. En ADC-kanal er ikke nok, så det brukes en U5-bryter ved inngangen (det ville vært enda bedre å bruke en 8-kanals ADC, for eksempel, type AD7888). Data leses fra ADC i seriell form. SDATA (serielle data) og SCLK (klokke) linjene brukes til dette formålet. Konverteringsprosessen startes programmatisk av START-signalet. REF195 (U7) ble brukt som referansekilde og samtidig en spenningsregulator for ADC-forsyningen. Siden ±15 V-forsyningsspenningen er slått av i standby-modus, kobles alle logiske signaler til ADC-en gjennom motstandene R9 - R11, som begrenser mulige strømstøt ved bytte til standby-modus og tilbake.
Av de åtte inngangene til bryteren brukes seks: to for å måle effekt, fire for å overvåke forsyningsspenninger. Den ønskede kanalen velges ved hjelp av adresselinjene AX0, AX1, AX2.
La oss vurdere effektmålekrets venstre kanal. Den påførte kretsen gir multiplikasjon av laststrømmen og spenningen, slik at lastimpedansen automatisk tas i betraktning og avlesningene tilsvarer alltid den reelle aktive effekten i lasten. Gjennom motstandsdelere R49 - R54 plassert på hovedkortet (fig. 5), tilføres spenningen fra strømsensorene (emittermotstandene til utgangstransistorene) til differensialforsterkeren U8A (fig. 9), som produserer strømsignalet. Fra utgangen U8A, gjennom innstillingsmotstanden R17, leveres signalet til Y-inngangen til den analoge multiplikatoren U9 type K525PS2. Spenningssignalet fjernes ganske enkelt fra deleren og mates til X-inngangen til den analoge multiplikatoren. Ved utgangen av multiplikatoren er et lavpassfilter R18C13 installert, som produserer et signal proporsjonalt med kvasi-topp utgangseffekten med en integreringstid på ca. 10 ms. Dette signalet går til en av inngangene til bryteren, deretter til ADC. Diode VD1 beskytter bryterinngangen mot negativ spenning.
For å kompensere for den innledende nullforskyvningen til multiplikatorene, når forsterkeren er slått på (når lastreléet ennå ikke er slått på og utgangseffekten er null), skjer null-autokalibreringsprosessen. Den målte offsetspenningen trekkes fra ADC-avlesningene under videre drift.
Effekten i venstre og høyre kanal måles separat, og maksimalverdien for kanalene er angitt. Siden indikatoren må vise både kvasi-topp og gjennomsnittlig utgangseffekt, og de viste verdiene må være enkle å forstå, er verdiene målt ved hjelp av en ADC gjenstand for programvarebehandling. Timing-egenskapene til en effektnivåmåler er preget av integreringstid og tilbakevendingstid. For en kvasi-topp effektmåler er integreringstiden satt av maskinvarefiltreringskjeden og er omtrent 10 ms. Den gjennomsnittlige effektmåleren skiller seg bare i sin økte integreringstid, som er implementert i programvare. Ved beregning av gjennomsnittseffekten brukes et glidende gjennomsnitt på 256 poeng. Returtiden i begge tilfeller er satt av programvare. For enkelhets skyld bør denne tiden være relativt lang. I dette tilfellet realiseres den omvendte bevegelsen til indikatoren ved å trekke fra 1/16 av gjeldende effektkode en gang hver 20. ms. I tillegg, når du indikerer, holdes toppverdier i 1,4 sekunder. Siden oppdatering av indikatoravlesningene for ofte ikke oppfattes godt, skjer oppdateringen hver 320 ms. For ikke å gå glipp av neste topp og vise den synkront med inngangssignalet, når en topp oppdages, skjer en ekstraordinær oppdatering av avlesningene.
Som nevnt ovenfor deler PA en felles med forforsterker fjernkontroll, som opererer i RC-5-standarden. Mottakeren til fjernkontrollsystemet SFH-506 er plassert på skjermkortet. Fra utgangen til fotodetektoren sendes signalet til SER (INT1) inngangen til mikrokontrolleren. Dekoding av RC-5-koden gjøres i programvare. Nummeret på systemet som brukes er 0AH, "STANDBY"-knappen har koden 0CH, "DISPLAY"-knappen er 21H, "MODE"-knappen er 20H. Om nødvendig kan disse kodene enkelt endres, siden det brukes en konverteringstabell, som finnes på slutten av kildeteksten til mikrokontrollerprogrammet.
På utstillingstavle(Fig. 10) to tosifrede syv-segmentindikatorer HG1 og HG2 av type LTD6610E er installert. De styres av parallelle registre U1 – U4. Dynamisk visning brukes ikke da dette kan føre til økte støynivåer.
bredde=710>
Tegningen passer ikke på siden og er derfor komprimert!
Klikk på for å se den i sin helhet.
Ris. 10. Skjematisk diagram av indikasjonstavlen.
Register U5 brukes til å styre lysdioder. En begrensende motstand er koblet i serie med hvert segment og hver LED. OC-inngangene til alle registre er kombinert og koblet til PEN-signalet til mikrokontrolleren. Under tilbakestilling og registerinitialisering er dette signalet logisk høyt. Dette forhindrer utilsiktet tenning av indikasjonen under forbigående prosesser.
Displaykortet inneholder også kontrollknapper SB1 – SB6. De er koblet til databusslinjene og til RET-returlinjen. Diodene VD1 – VD6 forhindrer kortslutning av datalinjer når to eller flere knapper trykkes inn samtidig. Når du skanner tastaturet, bruker mikrokontrolleren port P0 som en enkel utgangsport, og genererer en løpende null på linjene. Samtidig polles RET-linjen. På denne måten bestemmes koden til den trykkede knappen.
En integrert fjernkontrollfotodetektor U6 er installert ved siden av indikatorene under et felles beskyttelsesglass. Signalet fra utgangen til fotodetektoren gjennom kontakten XP6 leveres til inngangen til mikrokontrolleren SER (INT1).
Pliktkilde(Fig. 11) gir 4 utgangsnivåer: +5 V, +12 V og ±15 V. ±15 V-nivåene er deaktivert i standby-modus. Kilden bruker en liten toroidal transformator viklet på en 50x20x25 mm kjerne. Standby-transformatoren har en stor kraftreserve, og antall omdreininger per volt er valgt større enn den beregnede. Takket være disse tiltakene varmes transformatoren praktisk talt ikke opp, noe som øker påliteligheten (den må tross alt fungere kontinuerlig gjennom hele forsterkerens levetid). Vikledata og tråddiameter er angitt i diagrammet. Spenningsstabilisatorer har ingen spesielle funksjoner. Stabilisatorbrikker U1 og U2 er installert på en liten felles radiator. For å slå av ±15 V-nivåene, brukes brytere på transistorene VT1 - VT4, som styres av PEN-signalet som kommer fra prosessorkortet.
Ris. 11. Skjematisk diagram av standby-strømforsyningskortet.
I tillegg til spenningsstabilisatorer, inneholder brettet til standby-strømforsyningen brytere på transistorene VT5 - VT12 for å kontrollere reléet og viften. Siden mikrokontrollerne i MCS-51-familien har porter i et høyt logisk nivå under "Reset"-signalet, må alle aktuatorer slås på på et lavt nivå. Ellers vil det være falske alarmer når strømmen slås på eller når watchdog-timeren utløses. Av denne grunn kan enkelt npn transistorer med OE eller ULN2003 driverbrikker og lignende ikke brukes som nøkler.
Releer, sikringer og begrensningsmotstander er plassert på relébrett(Fig. 12). Alle nettverksledninger kobles til via skruklemmer. Hver hovedtransformator, standby-transformator og ekstern stikkontakt har separate sikringer. Av sikkerhetsgrunner blir eksterne stikkontakter slått av av to grupper relékontakter K1, som bryter begge ledningene. Hovedtransformatorer tappes fra midten av primærviklingen. Denne kranen kan brukes til å gi 110 V for å drive andre komponenter i komplekset. Enheter som oppfyller den amerikanske standarden er noe billigere enn multisystemenheter, og det er derfor de noen ganger finnes på vårt territorium. Det er punkter på relékortet hvor 110V kan trekkes, men grunnversjonen bruker ikke denne spenningen.
Ris. 12. Skjematisk diagram av relékortet.
Blokkkoblingsskjema for forsterker chassis vist i fig. 13. Brolikerettere montert på diodene VD5 - VD12 type KD2997A er koblet til sekundærviklingene til hovedtransformatorene T1 og T2. Filterkondensatorer med en total kapasitet på mer enn 100 000 μF er koblet til likeretternes utgang. Denne høye kapasitansen er nødvendig for å oppnå lav rippel og forbedre forsterkerens evne til å reprodusere pulsede signaler. Fra filterkondensatorene tilføres en forsyningsspenning på ±45 V til hovedkortene til forsterkeren. I tillegg er det laveffekt likerettere satt sammen på diodene VD1 - VD4, hvis utgangsspenning filtreres med en relativt liten tidskonstant av kondensatorene C1 og C2. Gjennom motstandene R1 og R2 tilføres utgangsspenningen til disse hjelpelikeretterne til beskyttelseskretsene, som er satt sammen på hovedkortene til forsterkeren. Hvis flere halvsykluser av nettspenningen svikter, faller utgangsspenningen til hjelpelikeretterne, noe som registreres av beskyttelseskretsene, og lastreléene slås av. På dette tidspunktet er utgangsspenningen til hovedlikeretterne fortsatt ganske høy på grunn av de store kondensatorene, så transientprosessen i forsterkeren begynner ikke med en tilkoblet last.
bredde=710>
Tegningen passer ikke på siden og er derfor komprimert!
Klikk på for å se den i sin helhet.
Ris. 13. Koblingsskjema for forsterkerblokker.
For effektforsterkerdesign og oppsett ikke mindre viktig enn kretsdesign. Hovedproblemet er at utgangstransistorene må gi effektiv varmespredning. Med den naturlige kjølemetoden resulterer dette i massive radiatorer, som nesten blir de viktigste strukturelle elementene. Det vanlige arrangementet, når bakveggen også fungerer som en radiator, er ikke egnet, siden det da ikke er plass igjen på baksiden for å installere de nødvendige terminalene og koblingene. Derfor, i den beskrevne PA, ble en layout med et sidearrangement av radiatorer valgt (fig. 14):
Ris. 14. Generell utforming av forsterkeren.
Radiatorene er litt hevet (dette er godt synlig på fig. 4), noe som sikrer bedre kjøling. Hovedforsterkerplatene er festet parallelt med radiatorene. Dette minimerer lengden på ledningene mellom kortet og utgangstransistorene. Et annet dimensjonalt element i forsterkeren er nettverkstransformatorer. I dette tilfellet brukes to toroidformede transformatorer, som er installert oppå hverandre i en felles sylindrisk skjerm. Denne skjermen opptar en betydelig del av det interne volumet i forsterkerhuset. Hovedlikeretterne er montert på en felles radiator, som er plassert vertikalt bak transformatorskjoldet. Filterkondensatorene er plassert i bunnen av forsterkerchassiset og er dekket med et brett. Stafettbrettet er også plassert der. Standby-strømforsyningen er montert på en spesiell brakett nær bakpanelet. Prosessoren og skjermbrettene er plassert i tykkelsen på frontpanelet, som har en boksformet del.
Ved utviklingen av forsterkerens design ble det lagt stor vekt på produksjonsevnen til designet og enkel tilgang til enhver komponent. Flere detaljer om forsterkeroppsettet finner du i fig. 15 og 18:
Ris. 15. Plassering av sammensatte forsterkerkomponenter.
Grunnlaget for forsterkerhuset er Aluminiumslegering chassis D16T 4 mm tykk (4 i fig. 18). Festes til chassiset radiatorer(1 på fig. 18) som er frest fra en aluminiumsplate eller støpegods. Det nødvendige radiatorarealet avhenger i stor grad av driftsforholdene til forsterkeren, men det bør ikke være mindre enn 2000 cm 2 . For å lette tilgangen til forsterkerbrettene er radiatorene festet til chassiset ved hjelp av hengsler (10 i fig. 18), som gjør at radiatorene kan vippes. For å sikre at ledningene til inngangs- og utgangskontaktene ikke forstyrrer dette, er bakpanelet delt inn i tre deler (fig. 4). Midtdelen er festet til chassiset ved hjelp av en brakett, og de to sidedelene er festet til radiatorene. Koblingene er installert på sidene av panelet, som foldes ned sammen med radiatorene. Dermed er radiatorenheten en monofonisk PA, som bare er koblet til med strømledninger og en flat kontrollkabel. I fig. 18, for klarhets skyld er radiatorene bare delvis foldet tilbake, og bakpanelet er ikke demontert.
Hovedforsterkerkort De er også festet til radiatorene ved hjelp av hengsler (12 i fig. 18), som gjør at de kan foldes tilbake for å få tilgang til loddesiden. Rotasjonsaksen til brettet løper langs linjen med hull for å koble ledningene til utgangstransistorene. Dette gjorde det mulig å praktisk talt ikke øke lengden på disse ledningene samtidig som man kunne folde tilbake brettet. De øvre festepunktene for platene er vanlige 15 mm høye gjengestolper. Kabling av ensidige hovedkort til venstre og høyre kanal er fullført speilvendt(Fig. 16), som gjorde det mulig å optimalisere forbindelsene. Naturligvis er speilingen av topologien ikke fullstendig, siden det brukes elementer som ikke bare kan ordnes speilvendt (mikrokretser og releer). Figuren gir en omtrentlig idé om topologien til brettene; topologien til alle brett er tilgjengelig i arkivet (se nedlastingsseksjonen) i form av filer i PCAD 4.5-format.
bredde=710>
Tegningen passer ikke på siden og er derfor komprimert!
Klikk på for å se den i sin helhet.
Ris. 16. Layout av hovedkortene til forsterkeren.
Hver radiator 1 (fig. 17) har en glatt overflate 2, som behandles etter sverting. Ni transistorer 4 er installert på den gjennom keramiske pakninger 2.
Ris. 17. Radiatordesign:
Studier har vist at glimmer, og enda mer moderne elastiske pakninger, ikke har tilstrekkelig varmeledningsevne. Det beste materialet for isolering av pakninger er BeO-basert keramikk. Men for transistorer i plasttilfeller finnes slike pakninger nesten aldri. Ganske gode resultater ble oppnådd ved å lage avstandsstykker fra hybridbrikkesubstrater. Dette er rosa keramikk (materialet er dessverre ikke helt kjent, mest sannsynlig noe basert på Al 2 O 3). For å sammenligne den termiske ledningsevnen til forskjellige pakninger, ble det satt sammen et stativ der to identiske transistorer i et TO-220-hus ble montert på radiatoren: den ene direkte, den andre gjennom pakningen som studeres. Grunnstrømmen for begge transistorene var den samme. Transistoren på pakningen tappet effekt på ca. 20 W, men den andre transistoren tapte ikke strøm (ingen spenning ble levert til kollektoren). Forskjellen i B-E-dråpene til to transistorer ble målt, og fra denne forskjellen ble forskjellen i overgangstemperaturer beregnet. Alle pakninger brukte termisk pasta, uten det var resultatene dårligere og inkonsekvente. Sammenligningsresultatene er presentert i tabellen:
Utgangstransistorene presses med puter 5, de resterende transistorene er festet med skruer. Dette er ikke veldig praktisk, siden det krever boring av keramiske pakninger, som bare kan gjøres ved hjelp av diamantbor, og selv da med store vanskeligheter.
Et termometer 9 er installert ved siden av transistorene. Som erfaring har vist, når du fester DS1820-termometre, kan ikke stort trykk påføres kroppen, ellers vil avlesningene bli forvrengt, og ganske betydelig (det er generelt bedre å lime termometre med lim som har høy varmeledningsevne).
Til radiatoren under transistorene er det festet et brett 6. Det er ingen ledere på baksiden av dette kortet, så det kan monteres direkte på overflaten av radiatoren. Ledningene til alle transistorer er loddet til puter på oversiden av brettet. Forbindelsene mellom brettet og hovedkortet er laget med korte ledninger, som er loddet inn i hule nagler 7. For å hindre at naglene kortslutter til radiatoren, er det laget en utsparing 8 i den.
Grunnleggende ringkjerteltransformatorer(7 i fig. 18) er installert på hverandre gjennom elastiske pakninger. For å redusere forstyrrelser fra transformatorer til annet utstyr (for eksempel en kassettspiller) anbefales det å plassere transformatorene i en skjerm laget av glødet stål med en tykkelse på minst 1,5 mm. Skjermen består av en stålsylinder og to deksler som holdes sammen med en stift. For å unngå kortsluttede svinger har toppdekselet en dielektrisk hylse. Men hvis du har tenkt å bruke PA med høy gjennomsnittlig effekt, bør du sørge for ventilasjonshull i skjermen eller forlate skjermen helt. Det ser ut til at for å gjensidig kompensere forvillede felt til transformatorer, er det nok å bare slå på primærviklingene deres ut av fase. Men i praksis er dette tiltaket svært lite effektivt. Strøfeltet til en ringformet transformator, til tross for dens tilsynelatende aksiale symmetri, har en veldig kompleks romlig fordeling. Derfor fører reversering av polariteten til en av primærviklingene til en svekkelse av strøfeltet på ett punkt i rommet, men til en økning i et annet. I tillegg avhenger konfigurasjonen av strøfeltet betydelig av transformatorbelastningen.
Ris. 18. Hovedkomponenter i forsterkeren:
| 1 - radiatorer | 12 - brettfesteløkke |
| 2 - hovedforsterkerkort | 13 - bordmonteringsstativ |
| 3 - plattform på radiatoren for installasjon av transistorer | 14 - kontrollkabelkontakt (fra prosessorkortet) |
| 4 - bærende plate | 15 - ledning fra ekstra utgang. likeretter |
| 5 - frontpanel støtteplate | 16 - plikttransformator i skjermen |
| 6 - boks-seksjon frontpanel | 17 - standby strømforsyningskort |
| 7 - hovedtransformatorer i skjermen | 18 - radiator for spenningsstabilisatorer |
| 8 - likeretterdiode radiator | 19 - reléblokkkontrollledninger |
| 9 - strømforsyning til brettene | 20 - bakpanel |
| 10 - montering av radiatorer på hengsler | 21 - utgangsterminaler |
| 11 - radiator monteringsbrakett | 22 - inngangskontakter |
Det stilles meget strenge krav til PA krafttransformatoren. Dette skyldes at den er lastet på en likeretter med svært store filterkondensatorer. Dette fører til det faktum at strømmen som forbrukes fra sekundærviklingen til transformatoren er pulset i naturen, og verdien av strømmen i pulsen er mange ganger større enn den gjennomsnittlige strømmen som forbrukes. For å holde transformatortapene lave, må viklingene ha svært lav motstand. Transformatoren må med andre ord konstrueres for å håndtere betydelig mer kraft enn det som i gjennomsnitt trekkes fra den. Den beskrevne forsterkeren bruker to ringkronetransformatorer, som hver er viklet på en 110x60x40 mm kjerne laget av E-380 ståltape. Primærviklingene inneholder 2x440
UMZCH VV med mikrokontrollerkontrollsystem
Visninger i dag: 32347, totalt: 32347
UMZCH VVS-2011 Ultimate versjon
UMZCH VVS-2011 versjon Ultimate forfatter av ordningen Viktor Zhukovsky Krasnoarmeysk
Forsterker spesifikasjoner:
1. Stor effekt: 150W/8ohm,
2. Høy linearitet - 0,000,2...0,000,3 % ved 20 kHz 100 W / 4 Ohm,
Komplett sett med serviceenheter:
1. Hold null konstant spenning,
2. Kompensator for motstand av AC-ledninger,
3. Nåværende beskyttelse,
4. DC utgangsspenningsbeskyttelse,
5. Glatt start.
UMZCH VVS2011 ordningen
Utformingen av trykte kretskort ble utført av en deltaker i mange populære prosjekter LepekhinV (Vladimir Lepekhin). Det ble veldig bra).
UMZCH-VVS2011 brett
ULF forsterkerkort VVS-2011 ble designet for tunnelventilasjon (parallell med radiatoren). Installasjon av transistorer UN (spenningsforsterker) og VK (utgangstrinn) er noe vanskelig, fordi montering/demontering må gjøres med en skrutrekker gjennom hull i PP med en diameter på ca. 6 mm. Når tilgangen er åpen, faller ikke projeksjonen av transistorene under PP, noe som er mye mer praktisk. Jeg måtte endre brettet litt.
Jeg tok ikke hensyn til ett poeng i den nye programvaren— dette er fordelene ved å sette opp beskyttelse på forsterkerkortet:
C25 0.1n, R42* 820 Ohm og R41 1k alle elementer er SMD og er plassert på loddesiden, noe som ikke er veldig praktisk ved oppsett, fordi Du må skru løs og stramme boltene som fester PCB til stativene og transistorene til radiatorene flere ganger. By på: R42* 820 består av to SMD-motstander plassert parallelt, herfra forslaget: vi lodder en SMD-motstand umiddelbart, vi lodder den andre utgangsmotstandens overheng til VT10, en utgang til basen, den andre til emitteren, vi velger den til den passende. Valgt, endre utdata til smd, for klarhet:
UMZCH BB-2010 er en ny utvikling fra den velkjente linjen av UMZCH BB (high fidelity) forsterkere. En rekke tekniske løsninger som ble brukt ble påvirket av Ageevs arbeid.
Spesifikasjoner:
Harmonisk forvrengning ved 20 000 Hz: 0,001 % (150 W/8 ohm)
Liten signalbåndbredde -3 dB: 0 – 800000 Hz
Utgangsspenningsdreiningshastighet: 100 V/µs
Signal-til-støy og signal-til-bakgrunn-forhold: 120 dB
Elektrisk diagram av VVS-2010
Takket være bruken av en op-amp som opererer i en lettvektsmodus, samt bruken i spenningsforsterkeren av kun kaskader med OK og OB, dekket av dype lokale OOS, er UMZCH BB preget av høy linearitet selv før den generelle OOS er dekket. I den aller første høyfidelitetsforsterkeren tilbake i 1985 ble det brukt løsninger som til da kun ble brukt i måleteknologi: DC-moduser støttes av en separat serviceenhet, for å redusere nivået av grensesnittforvrengning, overgangsmotstanden til kontaktgruppen av AC-svitsjereléet er dekket av en vanlig negativ tilbakemelding, og en spesiell enhet kompenserer effektivt for påvirkningen av motstanden til høyttalerkabler på disse forvrengningene. Tradisjonen er bevart i UMZCH BB-2010, men den generelle OOS dekker også motstanden til utgangs-lavpassfilteret.
I de aller fleste designene til andre UMZCH-er, både profesjonelle og amatører, mangler fortsatt mange av disse løsningene. Samtidig oppnås høye tekniske egenskaper og audiofile fordeler ved UMZCH BB med enkle kretsløsninger og et minimum av aktive elementer. Faktisk er dette en relativt enkel forsterker: én kanal kan settes sammen på et par dager uten hastverk, og oppsettet innebærer kun å stille inn den nødvendige hvilestrømmen til utgangstransistorene. Spesielt for nybegynnere av radioamatører er det utviklet en metode for node-for-node, kaskadetesting og justering, som du kan garantere å lokalisere mulige feil og forhindre mulige konsekvenser av selv før UMZCH er ferdig montert. Alle mulige spørsmål om denne eller lignende forsterkere har detaljerte forklaringer, både på papir og på Internett.
Ved inngangen til forsterkeren er det et høypassfilter R1C1 med en grensefrekvens på 1,6 Hz, fig. 1. Men effektiviteten til modusstabiliseringsenheten gjør at forsterkeren kan jobbe med et inngangssignal som inneholder opptil 400 mV DC-komponentspenning. Derfor er C1 ekskludert, som realiserer den evige audiofile drømmen om en bane uten kondensatorer og forbedrer lyden til forsterkeren betydelig.
Kapasitansen til kondensator C2 til inngangs-lavpassfilteret R2C2 er valgt slik at grensefrekvensen til inngangs-lavpassfilteret, tatt i betraktning utgangsmotstanden til forforsterkeren 500 Ohm -1 kOhm, er i området fra 120 til 200 kHz. Ved inngangen til op amp DA1 er det en frekvenskorreksjonskrets R3R5C3, som begrenser båndet av behandlede harmoniske og interferens som kommer gjennom OOS-kretsen fra utgangssiden av UMZCH, med et bånd på 215 kHz på et nivå på -3 dB og øker stabiliteten til forsterkeren. Denne kretsen lar deg redusere forskjellssignalet over grensefrekvensen til kretsen og dermed eliminere unødvendig overbelastning av spenningsforsterkeren med høyfrekvente interferenssignaler, interferens og harmoniske, og eliminerer muligheten for dynamisk intermodulasjonsforvrengning (TIM; DIM).
Deretter mates signalet til inngangen til en støysvak operasjonsforsterker med felteffekttransistorer på DA1-inngangen. Mange "påstander" til UMZCH BB er gjort av motstandere angående bruken av en op-amp ved inngangen, som visstnok forverrer lydkvaliteten og "stjeler den virtuelle dybden" til lyden. I denne forbindelse er det nødvendig å ta hensyn til noen ganske åpenbare funksjoner ved driften av op-forsterkeren i UMZCH VV.
Operasjonsforsterkere av forforsterkere, post-DAC op-ampere er tvunget til å utvikle flere volt utgangsspenning. Siden forsterkningen til operasjonsforsterkeren er liten og varierer fra 500 til 2000 ganger ved 20 kHz, indikerer dette deres drift med et relativt høyt spenningsdifferansesignal - fra flere hundre mikrovolt ved LF til flere millivolt ved 20 kHz og høy sannsynlighet for intermodulasjon forvrengning som introduseres av inngangstrinnet til op-forsterkeren. Utgangsspenningen til disse op-ampene er lik utgangsspenningen til det siste spenningsforsterkningstrinnet, vanligvis utført i henhold til en krets med en OE. En utgangsspenning på flere volt indikerer at dette trinnet opererer med ganske store inngangs- og utgangsspenninger, og som et resultat introduserer det forvrengning i det forsterkede signalet. Op-ampen belastes av motstanden til de parallellkoblede OOS- og belastningskretsene, noen ganger på flere kilo-ohm, noe som krever opptil flere milliampere utgangsstrøm fra forsterkerens utgangsrepeater. Derfor er endringer i strømmen til utgangsrepeateren til IC, hvis utgangstrinn bruker en strøm på ikke mer enn 2 mA, ganske betydelige, noe som også indikerer at de introduserer forvrengninger i det forsterkede signalet. Vi ser at inngangstrinnet, spenningsforsterkningstrinnet og op-amp-utgangstrinnet kan introdusere forvrengning.
Men kretsdesignet til høyfidelitetsforsterkeren, på grunn av den høye forsterkningen og inngangsmotstanden til transistordelen av spenningsforsterkeren, gir svært skånsomme driftsforhold for op-amp DA1. Døm selv. Selv i en UMZCH som har utviklet en nominell utgangsspenning på 50 V, opererer inngangsdifferensialtrinnet til op-ampen med forskjellssignaler med spenninger fra 12 μV ved frekvenser på 500 Hz til 500 μV ved en frekvens på 20 kHz. Forholdet mellom den høye intil differensialtrinnet, laget på felteffekttransistorer, og den sparsomme spenningen til forskjellssignalet sikrer høy linearitet av signalforsterkning. Utgangsspenningen til op-ampen overstiger ikke 300 mV. som indikerer den lave inngangsspenningen til spenningsforsterkningstrinnet med en felles emitter fra operasjonsforsterkeren - opptil 60 μV - og den lineære modusen for driften. Utgangstrinnet til op-ampen leverer en vekselstrøm på ikke mer enn 3 µA til belastningen på ca. 100 kOhm fra VT2-basesiden. Følgelig fungerer også utgangstrinnet til op-ampen i en ekstremt lett modus, nesten på tomgang. På et ekte musikalsk signal er spenninger og strømmer som oftest en størrelsesorden mindre enn de gitte verdiene.
Fra en sammenligning av spenningene til forskjellen og utgangssignalene, så vel som laststrømmen, er det klart at operasjonsforsterkeren i UMZCH BB generelt fungerer i hundrevis av ganger lettere, og derfor lineær, modus enn op- forsterkermodus for forforsterkere og post-DAC op-forsterkere for CD-spillere som fungerer som signalkilder for UMZCH med en hvilken som helst dybde av miljøvern, så vel som uten i det hele tatt. Følgelig vil den samme op-ampen introdusere mye mindre forvrengning i UMZCH BB enn i en enkelt tilkobling.
Noen ganger er det en oppfatning at forvrengningene introdusert av kaskaden tvetydig avhenger av spenningen til inngangssignalet. Dette er feil. Avhengigheten av manifestasjonen av kaskade-ulinearitet på spenningen til inngangssignalet kan adlyde en eller annen lov, men den er alltid entydig: en økning i denne spenningen fører aldri til en reduksjon i de introduserte forvrengningene, men bare til en økning.
Det er kjent at nivået av forvrengningsprodukter ved en gitt frekvens avtar proporsjonalt med dybden av negativ tilbakemelding for denne frekvensen. Åpen krets forsterkning, før forsterkeren når OOS, ved lave frekvenser kan ikke måles på grunn av det lille inngangssignalet. I følge beregninger lar åpen kretsforsterkningen utviklet for å dekke den negative tilbakemeldingen en oppnå en negativ tilbakekoblingsdybde på 104 dB ved frekvenser opp til 500 Hz. Målinger for frekvenser fra 10 kHz viser at OOS-dybden ved en frekvens på 10 kHz når 80 dB, ved en frekvens på 20 kHz - 72 dB, ved en frekvens på 50 kHz - 62 dB og 40 dB - ved en frekvens på 200 kHz. Figur 2 viser amplitude-frekvenskarakteristikkene til UMZCH VV-2010 og, til sammenligning, lignende i kompleksitet.
Høy forsterkning opp til OOS-dekning er hovedtrekket i kretsdesignet til BB-forsterkere. Siden målet med alle kretstriks er å oppnå høy linearitet og høy forsterkning for å opprettholde dyp OOS i et bredest mulig frekvensbånd, betyr dette at slike strukturer er de eneste kretsmetodene for å forbedre forsterkerparametere. Ytterligere reduksjon i forvrengning kan bare oppnås ved designtiltak som tar sikte på å redusere interferensen av harmoniske av utgangstrinnet på inngangskretsene, spesielt på den inverterende inngangskretsen, hvorfra forsterkningen er maksimal.
Et annet trekk ved UMZCH BB-kretsen er strømstyringen av utgangstrinnet til spenningsforsterkeren. Inngangsoperasjonsforsterkeren kontrollerer spennings-strømkonverteringstrinnet, laget med OK og OB, og den resulterende strømmen trekkes fra trinnets hvilestrøm, laget i henhold til kretsen med OB.
Bruken av en lineariseringsmotstand R17 med en motstand på 1 kOhm i differensialtrinnet VT1, VT2 på transistorer med forskjellige strukturer med serieeffekt øker lineariteten til konverteringen av utgangsspenningen til op-amp DA1 til kollektorstrømmen VT2 med lage en lokal tilbakemeldingssløyfe med en dybde på 40 dB. Dette kan sees ved å sammenligne summen av emitternes egne motstander VT1, VT2 - ca. 5 Ohm hver - med motstand R17, eller summen av termiske spenninger VT1, VT2 - ca 50 mV - med spenningsfallet over motstand R17 på ca. 5,2 - 5,6 V .
For forsterkere bygget med kretsdesignet som vurderes, observeres en skarp, 40 dB per tiår med frekvens, reduksjon i forsterkningen over en frekvens på 13...16 kHz. Feilsignalet, som er et produkt av forvrengning, ved frekvenser over 20 kHz er to til tre størrelsesordener mindre enn det nyttige lydsignalet. Dette gjør det mulig å konvertere lineariteten til differensialtrinnet VT1, VT2, som er overdreven ved disse frekvensene, til å øke forsterkningen til transistordelen av FN. På grunn av mindre endringer i strømmen til differensialkaskaden VT1, VT2, når man forsterker svake signaler, forverres lineariteten ikke vesentlig med en reduksjon i dybden av lokal tilbakemelding, men driften av op-amp DA1, på driftsmodusen til som ved disse frekvensene avhenger lineariteten til hele forsterkeren, vil gjøre forsterkningsmarginen lettere, siden alle spenninger Forvrengningene som bestemmer operasjonsforsterkerens forvrengning, starter fra differansesignalet til utgangssignalet, avtar proporsjonalt med forsterkningen i forsterkningen kl. en gitt frekvens.
Fasefremføringskorreksjonskretsene R18C13 og R19C16 ble optimalisert i simulatoren for å redusere den differensielle op-amp-spenningen til frekvenser på flere megahertz. Det var mulig å øke forsterkningen til UMZCH VV-2010 sammenlignet med UMZCH VV-2008 ved frekvenser i størrelsesorden flere hundre kilohertz. Forsterkningen var 4 dB ved 200 kHz, 6 ved 300 kHz, 8,6 ved 500 kHz, 10,5 dB ved 800 kHz, 11 dB ved 1 MHz og fra 10 til 12 dB ved frekvenser høyere 2 MHz. Dette kan sees fra simuleringsresultatene, fig. 3, der den nedre kurven refererer til frekvensresponsen til forhåndskorreksjonskretsen til UMZCH VV-2008, og den øvre kurven refererer til UMZCH VV-2010.
VD7 beskytter emitterkrysset VT1 mot omvendt spenning som oppstår på grunn av strømmen av ladestrømmer C13, C16 i modusen for å begrense utgangssignalet til UMZCH med spenning og de resulterende maksimale spenningene med en høy endringshastighet ved utgangen av op. -amp DA1.
Utgangstrinnet til spenningsforsterkeren er laget av transistor VT3, koblet i henhold til en felles basiskrets, som eliminerer inntrengningen av signalet fra utgangskretsene til kaskaden inn i inngangskretsene og øker stabiliteten. OB-kaskaden, lastet inn på strømgeneratoren på transistoren VT5 og inngangsmotstanden til utgangstrinnet, utvikler en høy stabil forsterkning - opptil 13 000...15 000 ganger. Å velge motstanden til motstanden R24 til å være halvparten av motstanden til motstanden R26 garanterer likestilling av hvilestrømmene VT1, VT2 og VT3, VT5. R24, R26 gir lokal tilbakemelding som reduserer Early-effekten - endringen i p21e avhengig av kollektorspenningen og øker den initiale lineariteten til forsterkeren med henholdsvis 40 dB og 46 dB. Å drive FN med en separat spenning, modulo 15 V høyere enn spenningen til utgangstrinnene, gjør det mulig å eliminere effekten av kvasi-metning av transistorene VT3, VT5, som manifesterer seg i en reduksjon i p21e når kollektorbasen spenningen synker under 7 V.
Tre-trinns utgangsfølger er satt sammen ved hjelp av bipolare transistorer og krever ingen spesielle kommentarer. Ikke prøv å bekjempe entropi ved å spare på hvilestrømmen til utgangstransistorene. Den bør ikke være mindre enn 250 mA; i forfatterens versjon - 320 mA.
Før aktiveringsreléet AC K1 aktiveres, dekkes forsterkeren av OOS1, realisert ved å slå på deler R6R4. Nøyaktigheten for å opprettholde motstanden R6 og konsistensen av disse motstandene i forskjellige kanaler er ikke avgjørende, men for å opprettholde stabiliteten til forsterkeren er det viktig at motstanden R6 ikke er mye lavere enn summen av motstandene R8 og R70. Når relé K1 utløses, slås OOS1 av og OOS2-kretsen, dannet av R8R70C44 og R4, og dekker kontaktgruppe K1.1, trer i drift, hvor R70C44 ekskluderer utgangs-lavpassfilteret R71L1 R72C47 fra OOS-kretsen ved frekvenser over 33 kHz. Den frekvensavhengige OOS R7C10 danner en roll-off i frekvensresponsen til UMZCH til utgangs-lavpassfilteret ved en frekvens på 800 kHz ved et nivå på -3 dB og gir en margin i OOS-dybden over denne frekvensen. Nedgangen i frekvensrespons ved AC-terminalene over frekvensen på 280 kHz ved et nivå på -3 dB er sikret av den kombinerte handlingen av R7C10 og utgangs-lavpassfilteret R71L1 -R72C47.
Resonansegenskapene til høyttalere fører til emisjon fra diffuseren av dempet lydvibrasjoner, overtoner etter pulsvirkning og generering av sin egen spenning når svingene til høyttalerspolen krysser magnetfeltlinjene i gapet til det magnetiske systemet. Dempningskoeffisienten viser hvor stor amplituden til diffusorens oscillasjoner er og hvor raskt de dempes når AC-belastningen påføres som en generator til full impedans til UMZCH. Denne koeffisienten er lik forholdet mellom AC-motstanden og summen av utgangsmotstanden til UMZCH, overgangsmotstanden til kontaktgruppen til AC-svitsjereléet, motstanden til utgangs-lavpassfilterinduktoren vanligvis viklet med en ledning med utilstrekkelig diameter, overgangsmotstanden til AC-kabelterminalene og motstanden til AC-kablene selv.
I tillegg er impedansen til høyttalersystemer ikke-lineær. Strømmen av forvrengte strømmer gjennom lederne til AC-kabler skaper et spenningsfall med en stor andel harmonisk forvrengning, som også trekkes fra den uforvrengte utgangsspenningen til forsterkeren. Derfor er signalet ved AC-terminalene forvrengt mye mer enn ved utgangen til UMZCH. Dette er såkalte grensesnittforvrengninger.
For å redusere disse forvrengningene brukes kompensasjon av alle komponentene i forsterkerens utgangsimpedans. UMZCHs egen utgangsmotstand, sammen med overgangsmotstanden til relékontaktene og motstanden til induktorledningen til utgangs-lavpassfilteret, reduseres ved virkningen av en dyp generell negativ tilbakemelding tatt fra høyre terminal på L1. I tillegg, ved å koble den høyre terminalen på R70 til den "varme" AC-terminalen, kan du enkelt kompensere for overgangsmotstanden til AC-kabelklemmen og motstanden til en av AC-ledningene, uten frykt for å generere UMZCH på grunn av faseskift i ledningene som dekkes av OOS.
AC-lednier laget i form av en inverterende forsterker med Ky = -2 på op-ampene DA2, R10, C4, R11 og R9. Inngangsspenningen for denne forsterkeren er spenningsfallet over den "kalde" ("jord") høyttalerledningen. Siden motstanden er lik motstanden til den "varme" ledningen til AC-kabelen, for å kompensere for motstanden til begge ledningene er det nok å doble spenningen på den "kalde" ledningen, invertere den og gjennom motstand R9 med en motstand lik summen av motstandene R8 og R70 til OOS-kretsen, bruk den på den inverterende inngangen til op-amp DA1. Deretter vil utgangsspenningen til UMZCH øke med summen av spenningsfallet på høyttalerledningene, noe som tilsvarer å eliminere påvirkningen av motstanden deres på dempingskoeffisienten og nivået av grensesnittforvrengning ved høyttalerterminalene. Kompensasjon for fallet i AC-ledningsmotstanden til den ikke-lineære komponenten av bak-EMF til høyttalere er spesielt nødvendig ved de lavere frekvensene i lydområdet. Signalspenningen ved diskanthøyttaleren er begrenset av motstanden og kondensatoren koblet i serie med den. Deres komplekse motstand er mye større enn motstanden til høyttalerkabelledningene, så det gir ingen mening å kompensere for denne motstanden ved HF. Basert på dette begrenser integreringskretsen R11C4 driftsfrekvensbåndet til kompensatoren til 22 kHz.
Spesielt å merke seg: motstanden til den "varme" ledningen til AC-kabelen kan kompenseres ved å dekke dens generelle OOS ved å koble den høyre terminalen på R70 med en spesiell ledning til den "varme" AC-terminalen. I dette tilfellet må bare motstanden til den "kalde" AC-ledningen kompenseres, og forsterkningen til ledningsmotstandskompensatoren må reduseres til verdien Ku = -1 ved å velge motstanden til motstanden R10 lik motstanden til motstanden R11.
Strømbeskyttelsesenheten forhindrer skade på utgangstransistorene ved kortslutning i lasten. Den nåværende sensoren er motstandene R53 - R56 og R57 - R60, som er ganske nok. Strømmen av forsterkerens utgangsstrøm gjennom disse motstandene skaper et spenningsfall som påføres deleren R41R42. En spenning med en verdi større enn terskelen åpner transistoren VT10, og dens kollektorstrøm åpner VT8 til triggercellen VT8VT9. Denne cellen går inn i en stabil tilstand med transistorene åpne og omgår HL1VD8-kretsen, reduserer strømmen gjennom zenerdioden til null og låser VT3. Utlading av C21 med en liten strøm fra VT3-basen kan ta flere millisekunder. Etter at triggercellen er utløst, øker spenningen på den nedre platen på C23, ladet av spenningen på LED HL1 til 1,6 V, fra nivået på -7,2 V fra den positive strømforsyningsbussen til nivået på -1,2 B1, spenningen på den øvre platen på denne kondensatoren øker også med 5 V. C21 utlades raskt gjennom motstand R30 til C23, transistor VT3 er slått av. I mellomtiden åpner VT6 og gjennom R33 åpner R36 VT7. VT7 omgår zenerdioden VD9, utlader kondensator C22 gjennom R31 og slår av transistoren VT5. Uten å motta forspenning blir også utgangstrinntransistorene slått av.
Gjenoppretting av starttilstanden til utløseren og slå på UMZCH gjøres ved å trykke på SA1 "Tilbakestill beskyttelse"-knappen. C27 lades av kollektorstrømmen til VT9 og omgår basiskretsen til VT8, og låser triggercellen. Hvis nødsituasjonen i dette øyeblikket er eliminert og VT10 er låst, går cellen inn i en tilstand med stabile lukkede transistorer. VT6, VT7 er lukket, referansespenningen tilføres basene VT3, VT5 og forsterkeren går inn i driftsmodus. Hvis kortslutningen i UMZCH-lasten fortsetter, utløses beskyttelsen igjen, selv om kondensator C27 er koblet til SA1. Beskyttelsen fungerer så effektivt at under arbeid med å sette opp korrigeringen ble forsterkeren spenningsløs flere ganger for liten lodding ved å berøre den ikke-inverterende inngangen. Den resulterende selveksitasjonen førte til en økning i strømmen til utgangstransistorene, og beskyttelsen slo av forsterkeren. Selv om denne grove metoden ikke kan foreslås som en generell regel, men på grunn av strømbeskyttelsen, forårsaket den ingen skade på utgangstransistorene.
Drift av AC-kabelmotstandskompensatoren
Effektiviteten til UMZCH BB-2008-kompensatoren ble testet ved å bruke den gamle audiofile metoden, ved å bytte kompensatorinngangen mellom kompensasjonsledningen og den vanlige ledningen til forsterkeren. Forbedringen i lyden var tydelig merkbar, og den fremtidige eieren var ivrig etter å få en forsterker, så målinger av påvirkningen fra kompensatoren ble ikke utført. Fordelene med "kabelrensing"-kretsen var så åpenbare at konfigurasjonen "kompensator + integrator" ble tatt i bruk som en standardenhet for installasjon i alle utviklede forsterkere.
Det er overraskende hvor mye unødvendig debatt som har blusset opp på Internett angående nytten/unyttigheten av kabelmotstandskompensasjon. Som vanlig var de som spesielt insisterte på å lytte til et ikke-lineært signal de som syntes det ekstremt enkle kabelrenseopplegget komplisert og uforståelig, kostnadene for det ublu, og installasjonen arbeidskrevende ©. Det var til og med forslag om at siden så mye penger brukes på selve forsterkeren, ville det være synd å spare på det hellige, men man bør ta den beste, glamorøse veien som hele siviliserte menneskehet følger og...kjøpe normal, menneskelig © superdyre kabler laget av edle metaller. Til min store overraskelse ble det tilført bensin på bålet av uttalelser fra høyt respekterte spesialister om ubrukeligheten til kompensasjonsenheten hjemme, inkludert de spesialistene som med hell bruker denne enheten i forsterkerne sine. Det er veldig uheldig at mange andre radioamatører var mistroende til rapporter om forbedret lydkvalitet i lav- og mellomtoneområdet med inkludering av en kompensator, og gjorde sitt beste for å unngå denne enkle måten å forbedre ytelsen til UMZCH, og dermed rane seg selv.
Lite forskning er gjort for å dokumentere sannheten. Fra GZ-118-generatoren ble det tilført en rekke frekvenser til UMZCH BB-2010 i området for resonansfrekvensen til AC, spenningen ble styrt av et oscilloskop S1-117, og Kr ved AC-terminalene ble målt med INI S6-8, fig. 4. Kontroll av effektiviteten til ledningsmotstanden Motstand R1 er installert for å unngå forstyrrelser på kompensatorinngangen når den skiftes mellom kontroll- og vanlige ledninger. I forsøket ble det brukt vanlige og allment tilgjengelige AC-kabler med lengde 3 m og kjernetverrsnitt på 6 kvadratmeter. mm, samt GIGA FS Il høyttalersystem med et frekvensområde på 25-22000 Hz, en nominell impedans på 8 Ohm og en nominell effekt på 90 W fra Acoustic Kingdom.
Dessverre innebærer kretsdesignet til harmoniske signalforsterkere fra C6-8 bruk av høykapasitets oksidkondensatorer i OOS-kretser. Dette fører til at lavfrekvent støy fra disse kondensatorene påvirker enhetens lavfrekvente oppløsning, noe som fører til at lavfrekvente oppløsningen blir dårligere. Ved måling av et Kr-signal med en frekvens på 25 Hz fra GZ-118 direkte fra C6-8, danser instrumentavlesningene rundt verdien på 0,02 %. Det er ikke mulig å omgå denne begrensningen ved å bruke hakkfilteret til GZ-118-generatoren i tilfelle måling av effektiviteten til kompensatoren, fordi en rekke diskrete verdier av innstillingsfrekvensene til 2T-filteret er begrenset ved lave frekvenser til 20, 60, 120, 200 Hz og tillater ikke måling av Kr ved de frekvensene som er av interesse for oss. Derfor ble nivået på 0,02% motvillig akseptert som null, referansen.
Ved en frekvens på 20 Hz med en spenning på AC-klemmene på 3 Vamp, som tilsvarer en utgangseffekt på 0,56 W inn i en 8 Ohm belastning, var Kr 0,02% med kompensatoren på og 0,06% med den avslått. Ved en spenning på 10 V ampl, som tilsvarer en utgangseffekt på 6,25 W, er Kr-verdien henholdsvis 0,02 % og 0,08 %, ved en spenning på 20 V ampl og en effekt på 25 W - 0,016 % og 0,11 %, og ved en spenning på 30 In amplitude og effekt 56 W - 0,02% og 0,13%.
Å kjenne den avslappede holdningen til produsenter av importert utstyr til betydningen av inskripsjoner angående kraft, og også huske den fantastiske, etter vedtakelsen av vestlige standarder, transformasjonen av et akustisk system med en lavfrekvent høyttalereffekt på 30 W til , lang- termeffekt på mer enn 56 W ble ikke levert til AC.
Ved en frekvens på 25 Hz ved en effekt på 25 W var Kr 0,02 % og 0,12 % med kompensasjonsenheten på/av, og ved en effekt på 56 W - 0,02 % og 0,15 %.
Samtidig ble nødvendigheten og effektiviteten av å dekke utgangs-lavpassfilteret med en generell OOS testet. Ved en frekvens på 25 Hz med en effekt på 56 W og koblet i serie til en av AC-kabelledningene til utgangen RL-RC lavpassfilter, lik den som er installert i en ultra-lineær UMZCH, Kr med kompensatoren dreid av når 0,18 %. Ved en frekvens på 30 Hz ved en effekt på 56 W Kr 0,02 % og 0,06 % med kompensasjonsenheten på/av. Ved en frekvens på 35 Hz ved en effekt på 56 W Kr 0,02 % og 0,04 % med kompensasjonsenheten på/av. Ved frekvenser på 40 og 90 Hz ved en effekt på 56 W er Kr 0,02 % og 0,04 % med kompensasjonsenheten på/av, og ved en frekvens på 60 Hz -0,02 % og 0,06 %.
Konklusjonene er åpenbare. Tilstedeværelsen av ikke-lineære signalforvrengninger ved AC-terminalene observeres. En forringelse av lineariteten til signalet ved AC-terminalene oppdages tydelig når det kobles gjennom den ukompenserte, ikke dekket av OOS-motstanden til lavpassfilteret som inneholder 70 cm relativt tynn ledning. Avhengigheten av forvrengningsnivået på kraften som leveres til AC-en antyder at den avhenger av forholdet mellom signaleffekten og nominell effekt til AC-wooferne. Forvrengning er mest uttalt ved frekvenser nær den resonante. Den bakre EMF generert av høyttalerne som svar på påvirkningen av et lydsignal blir shuntet av summen av utgangsmotstanden til UMZCH og motstanden til AC-kabelledningene, så nivået av forvrengning ved AC-terminalene avhenger direkte av motstanden til disse ledningene og utgangsmotstanden til forsterkeren.
Kjeglen til en dårlig dempet lavfrekvent høyttaler avgir selv overtoner, og i tillegg genererer denne høyttaleren en bred hale av ikke-lineære og intermsom mellomfrekvenshøyttaleren gjengir. Dette forklarer forringelsen av lyd ved mellomfrekvenser.
Til tross for antakelsen om et null Kr-nivå på 0,02% vedtatt på grunn av ufullkommenheten til INI, er påvirkningen av kabelmotstandskompensatoren på AC-signalforvrengningen klart og entydig notert. Det kan slås fast at det er fullstendig samsvar mellom konklusjonene som trekkes etter å ha lyttet til driften av kompensasjonsenheten på et musikalsk signal og resultatene av instrumentelle målinger.
Forbedringen som er tydelig hørbar når kabelrenseren er slått på, kan forklares med det faktum at når forvrengningen forsvinner ved AC-terminalene, slutter mellomtonehøyttaleren å produsere all den skitten. Tilsynelatende derfor ved å redusere eller eliminere gjengivelsen av forvrengninger av mellomfrekvenshøyttaleren, to-kablers høyttalerkrets, den såkalte. "Bi-wiring", når LF- og MF-HF-seksjonene kobles sammen med forskjellige kabler, har en fordel i lyd sammenlignet med en enkeltkabelkrets. Men siden i en to-kabels krets det forvrengte signalet ved terminalene til AC-lavfrekvensseksjonen ikke forsvinner noe sted, er denne kretsen dårligere enn versjonen med en kompensator når det gjelder dempingskoeffisienten for frie vibrasjoner til lav- frekvens høyttalerkjegle.
Du kan ikke lure fysikk, og for anstendig lyd er det ikke nok å få strålende ytelse på forsterkerutgangen med en aktiv belastning, men du må heller ikke miste lineariteten etter å ha levert signalet til høyttalerterminalene. Som en del av en god forsterker er en kompensator laget i henhold til en eller annen ordning helt nødvendig.
Integrator
Effektiviteten og feilreduksjonsmulighetene til integratoren på DA3 ble også testet. I UMZCH BB med op-amp TL071 er utgangs likespenningen i området 6...9 mV og det var ikke mulig å redusere denne spenningen ved å inkludere en ekstra motstand i den ikke-inverterende inngangskretsen.
Effekten av lavfrekvent støy, karakteristisk for en op-amp med DC-inngang, på grunn av dekningen av dyp tilbakemelding gjennom den frekvensavhengige kretsen R16R13C5C6, manifesterer seg i form av ustabilitet i utgangsspenningen på flere millivolt, eller -60 dB i forhold til utgangsspenningen ved nominell utgangseffekt, ved frekvenser under 1 Hz, ikke-reproduserbare høyttalere.
Internett nevnte den lave motstanden til beskyttelsesdiodene VD1...VD4, som visstnok introduserer en feil i driften av integratoren på grunn av dannelsen av en deler (R16+R13)/R VD2|VD4.. For å sjekke det motsatte motstanden til beskyttelsesdiodene, ble en krets satt sammen i fig. 6. Her er op-amp DA1, koblet i henhold til den inverterende forsterkerkretsen, dekket av OOS gjennom R2, dens utgangsspenning er proporsjonal med strømmen i kretsen til den testede dioden VD2 og beskyttelsesmotstanden R2 med en koeffisient på 1 mV /nA, og motstanden til kretsen R2VD2 - med en koeffisient på 1 mV/15 GOhm . For å utelukke påvirkningen av additive feil av op-amp - forspenning og inngangsstrøm på resultatene av måling av diodelekkasjestrømmen, er det nødvendig å beregne bare forskjellen mellom den indre spenningen ved utgangen av op-ampen, målt uten at dioden er testet, og spenningen ved utgangen av op-ampen etter installasjonen. I praksis gir en forskjell i op-amp-utgangsspenningene på flere millivolt en revers motstandsverdi for diode i størrelsesorden ti til femten gigaohm ved en reversspenning på 15 V. Det er klart at lekkasjestrømmen ikke vil øke ettersom spenningen på diode synker til et nivå på flere millivolt, karakteristisk for forskjellsspenningen til op-amp-integratoren og kompensatoren .
Men den fotoelektriske effekten karakteristisk for dioder plassert i et glasshus fører faktisk til en betydelig endring i utgangsspenningen til UMZCH. Når den ble belyst med en 60 W glødelampe fra en avstand på 20 cm, økte den konstante spenningen ved UMZCH-utgangen til 20...3O mV. Selv om det er usannsynlig at et lignende nivå av belysning kan observeres inne i forsterkerhuset, eliminerte en dråpe maling på disse diodene avhengigheten av UMZCH-modusene av belysning. I følge simuleringsresultatene observeres ikke reduksjonen i frekvensresponsen til UMZCH selv ved en frekvens på 1 millihertz. Men tidskonstanten R16R13C5C6 bør ikke reduseres. Fasene til vekselspenningene ved utgangene til integratoren og kompensatoren er motsatte, og med en reduksjon i kapasitansen til kondensatorene eller motstanden til integratormotstandene, kan en økning i utgangsspenningen forverre kompensasjonen av motstanden til høyttalerkabler.
Sammenligning av lyden til forsterkere. Lyden til den sammensatte forsterkeren ble sammenlignet med lyden fra flere industrielt produserte utenlandske forsterkere. Kilden var en CD-spiller fra Cambridge Audio; en forforsterker ble brukt til å drive og justere lydnivået til de endelige UMZCH-ene; Sugden A21a og NAD C352 brukte standard justeringskontroller.
Den første som ble testet var den legendariske, sjokkerende og jævla dyre engelske UMZCH "Sugden A21a", som opererte i klasse A med en utgangseffekt på 25 W. Det som er bemerkelsesverdig er at britene i den medfølgende dokumentasjonen for VX anså det som bedre å ikke indikere nivået av ikke-lineære forvrengninger. De sier at det ikke er et spørsmål om forvrengning, men om åndelighet. "Sugden A21a>" tapte for UMZCH BB-2010 med sammenlignbar kraft både i nivå og i klarhet, selvtillit og edel lyd ved lave frekvenser. Dette er ikke overraskende, gitt egenskapene til kretsdesignet: bare en totrinns kvasisymmetrisk utgangsfølger på transistorer av samme struktur, satt sammen i henhold til kretsdesignet på 70-tallet av forrige århundre med en relativt høy utgangsmotstand og en elektrolytisk kondensator koblet til utgangen, som ytterligere øker den totale utgangsmotstanden - dette er sistnevnte løsningen i seg selv forverrer lyden til eventuelle forsterkere ved lave og mellomfrekvenser. Ved middels og høye frekvenser viste UMZCH BB høyere detaljer, transparens og utmerket sceneutarbeidelse, når sangere og instrumenter klart kunne lokaliseres av lyd. Forresten, når vi snakker om korrelasjonen mellom objektive måledata og subjektive lydinntrykk: i en av journalartiklene til Sugdens konkurrenter ble dens Kr bestemt til nivået 0,03 % ved en frekvens på 10 kHz.
Den neste var også den engelske forsterkeren NAD C352. Det generelle inntrykket var det samme: den uttalte "bøtte"-lyden til engelskmannen ved lave frekvenser ga ham ingen sjanse, mens arbeidet til UMZCH BB ble anerkjent som upåklagelig. I motsetning til NADA, hvis lyd var assosiert med tette busker, ull og bomullsull, gjorde lyden av BB-2010 ved middels og høye frekvenser det mulig å tydelig skille stemmene til utøvere i et generelt kor og instrumenter i et orkester. Arbeidet til NAD C352 uttrykte tydelig effekten av bedre hørbarhet for en mer vokal utøver, et høyere instrument. Som eieren av forsterkeren selv sa det, i lyden av UMZCH BB "skrik og nikket" ikke vokalistene til hverandre, og fiolinen kjempet ikke med gitaren eller trompeten i lydstyrke, men alle instrumentene var fredelig og harmonisk "venner" i det overordnede lydbildet av melodien. Ved høye frekvenser høres UMZCH BB-2010, ifølge fantasifulle audiofiler, ut "som om den malte lyden med en tynn, tynn pensel." Disse effektene kan tilskrives forskjeller i intermodulasjonsforvrengning mellom forsterkerne.
Lyden til Rotel RB 981 UMZCH var lik lyden til NAD C352, med unntak av bedre ytelse ved lave frekvenser, men BB-2010 UMZCH forble uovertruffen i klarheten til AC-kontroll ved lave frekvenser, så vel som gjennomsiktighet og delikat lyd ved mellom- og høye frekvenser.
Det mest interessante med tanke på å forstå måten å tenke på audiofile var den generelle oppfatningen om at til tross for deres overlegenhet over disse tre UMZCH-ene, bringer de "varme" til lyden, noe som gjør den mer behagelig, og BB UMZCH fungerer jevnt, "den er nøytral til lyden."
Den japanske Dual CV1460 mistet lyden umiddelbart etter at den ble slått på på den mest åpenbare måten for alle, og vi kastet ikke bort tid på å lytte til den i detalj. Kr var i området 0,04...0,07% ved lav effekt.
Hovedinntrykkene fra sammenligningen av forsterkerne var helt identiske i hovedtrekkene: UMZCH BB var ubetinget og utvetydig foran dem i lyd. Derfor ble ytterligere testing ansett som unødvendig. Til slutt vant vennskapet, alle fikk det de ønsket: for en varm, sjelfull lyd - Sugden, NAD og Rotel, og for å høre hva som ble spilt inn på disk av regissøren - UMZCH BB-2010.
Personlig liker jeg high-fidelity UMZCH for sin lette, rene, upåklagelige, edle lyd; den gjengir enkelt passasjer av enhver kompleksitet. Som en venn av meg, en erfaren audiofil, sa det, han håndterer lydene fra trommesett ved lave frekvenser uten variasjoner, som en presse, ved middels frekvenser høres han ut som om det ikke er noen, og ved høye frekvenser ser det ut til at han maler lyden med en tynn børste. For meg er den ikke-anstrengende lyden til UMZCH BB assosiert med den enkle betjeningen av kaskadene.
UMZCH VVS-2011 Ultimate versjon
Forsterker spesifikasjoner:
Høy effekt: 150W/8ohm
Høy linearitet: 0,0002 – 0,0003 % (ved 20 kHz 100 W / 4 ohm)
Komplett sett med serviceenheter:
Hold null konstant spenning
AC-ledningsmotstandskompensator
Nåværende beskyttelse
Utgangs likespenningsbeskyttelse
Glatt start
Elektrisk diagram
Utformingen av trykte kretskort ble utført av en deltaker i mange populære prosjekter LepekhinV (Vladimir Lepekhin). Det ble veldig bra).
VVS-2011 forsterkerkort
Start-beskyttende enhet
AC forsterker beskyttelseskort VVS-2011
VHF VVS-2011 forsterkerkortet ble designet for tunnelventilasjon (parallelt med radiatoren). Installasjon av transistorer UN (spenningsforsterker) og VK (utgangstrinn) er noe vanskelig, fordi montering/demontering må gjøres med en skrutrekker gjennom hull i PP med en diameter på ca. 6 mm. Når tilgangen er åpen, faller ikke projeksjonen av transistorene under PP, noe som er mye mer praktisk. Jeg måtte endre brettet litt.
Forsterkerbrett
VVS-2011 forsterker koblingsskjema
En ting jeg ikke tok hensyn til i de nye PCB-ene er at det er enkelt å sette opp beskyttelse på forsterkerkortet
C25 = 0,1 nF, R42* = 820 Ohm og R41 = 1 kOhm. Alle SMD-elementer er plassert på loddesiden, noe som er svært upraktisk ved oppsett, fordi Du må skru løs og stramme boltene som fester PCB til stativene og transistorene til radiatorene flere ganger.
By på: R42* 820 Ohm består av to SMD-motstander plassert parallelt, herfra forslaget: vi lodder en SMD-motstand umiddelbart, vi lodder den andre utgangsmotstandens overheng til VT10, en utgang til basen, den andre til emitteren, vi velger den passende. Vi plukket den opp og endret utgangen til SMD, for klarhetens skyld.