En simpel transistorforstærker. Transistor lavfrekvent effektforstærker uden feedback
Jeg foreslår et kredsløb til en transistor lydeffektforstærker, der ikke har knappe dele.
Hvordan laver man en forstærker ved hjælp af transistorer?
Hvem ønsker ikke at bygge en god lavfrekvent effektforstærker, så den fungerer "rent", er pålidelig og tager ikke meget tid at sætte op. Når den er samlet uden fejl, begynder den at fungere umiddelbart efter at have leveret spænding til den.
Det er kun nødvendigt at bruge modstand R7 til at indstille udgangsspændingen til nul i mangel af et signal ved indgangen og indstille startstrømmen af udgangstransistorerne VT11, VT12 inden for 100-150 mA. Med en bipolær forsyning på ±36 V leverer transistorlydeffektforstærkeren 50 W til en belastning med en modstand på 8 Ohm og 90 W med en belastning på 4 Ohm.
Når UMZCH fungerer på en 4-ohm belastning, skal kapaciteten af udjævningskondensatorerne i strømforsyningen være mindst 20.000 µF for stereoversionen eller 10.000 µF for monoversionen. Du bør ikke lade dig rive med af at reducere kapacitansen af disse kondensatorer, da ved høje strømme i belastningen kan reproduktionen forringes.
Gode resultater opnås ved at bruge stabiliserede strømforsyninger. I dette tilfælde er det tilladt at reducere kapaciteten af filterkondensatorer med 1,5 gange. Derudover er det ikke svært at indføre strømbeskyttelse i en stabiliseret strømforsyning.
I dette tilfælde er en sådan beskyttelse ikke tilvejebragt, da nedetidsbeskyttelse mærkbart forværrer kvaliteten af lydgengivelsen, men kompleks beskyttelse øger antallet af radiokomponenter markant.
Relæbeskyttelseskredsløb er meget følsomme over for alle former for interferens og spændingsstigninger, så de måtte opgives. Den foreslåede transistorforstærker er ikke designet til et stationært lydkompleks. Omhyggeligt samlet, drevet af brugbare akustiske systemer med en god strømreserve, vil en simpel lydforstærker holde i mange år.
Som det kan ses af fig. 1, består UMZCH af et differentialtrin VT1, VT2 med en strømgenerator på transistor VI3, en spændingsforstærker på transistor VT4 og et buffertrin - strømforstærker på transistor VT5. Sidstnævnte er belastet på en strømgenerator samlet på transistor VF6 og på et symmetrisk kredsløb af en push-pull sammensat spændingsfølger på transistorer VT7-VT12.
På trods af "traditionaliteten" af denne ordning anvendes nogle "finesser" på den. Strømforstærkeren VT7-VT12 er noget modificeret i forhold til konventionelle kredsløb. Dette gjorde det muligt at reducere den forvrængning, der blev indført af UMZCH's udgangstrin, flere gange.
I konventionelle ordninger på grund af tilstedeværelsen af kapacitansen af base-emitter-forbindelsen (denne kapacitans for kraftige transistorer kan nå hundrededele af mikrofarader), akkumuleres de ved basen af output- og pre-output-transistorer elektriske ladninger, hvilket fører til en forsinkelse i overgangsprocesser.
I det foreslåede kredsløb reduceres indflydelsen af base-emitter-kapacitansen flere gange, hvilket i sidste ende har en gavnlig effekt på lydgengivelsens pålidelighed. UMZCH er dækket af et generelt miljøbeskyttelseskredsløb. Dybden af AC-strømmen afhænger af modstande R17 og R16. For at reducere forvrængning indført af kondensator C6, shuntes den af en ikke-elektrolytisk kondensator C7 med en kapacitet på 4,7 μF.
Selv uerfarne lyttere kan mærke en forskel i lyden, især ved høje frekvenser, med og uden C7-kondensatoren. For at indstille nulpotentialet ved udgangen af UMZCH i mangel af et inputsignal, skal du bruge et kredsløb bestående af elementerne R3, R6, R7, R14, C3. Gennem denne kæde påføres en lille negativ forspænding til transistorerne VT1 og VT2.
Det skal bemærkes, at tilstedeværelsen af en VT5 bufferstrømforstærker gør det muligt at reducere forvrængning med 10-15 roser. Derfor bør du ikke forenkle kredsløbene ved at eliminere denne kaskade. Udgangstransistorernes hvilestrøm afhænger af strømmen af transistoren VT6. Derfor skal modstanden R18 ændres ved opsætning om nødvendigt. En stigning i modstanden af modstanden R18 svarer til et fald i transistorstrømmen
VT6 og omvendt et fald i R18 forårsager en stigning i den nuværende VT6.
En stigning i strøm gennem VT6 forårsager en tilsvarende stigning i spændingsfaldet over dioderne VD1 - VD4, hvilket igen fører til en stigning i forspændingen af transistorerne VT7-VT12, mens startstrømmen af udgangstransistorerne VT11 og VT12 stiger. Spændingen ved forstærkerindgangen ved den maksimale effekt, den leverer til belastningen, er cirka 1 V.
Den harmoniske koefficient overstiger ikke 0,04 % over hele lydfrekvensområdet. Vælger man komplementære par VT9,VT10 og VT11,VT12 med samme L21e, kan man opnå en reduktion i Kr til 0,02% i frekvensområdet op til 16 kHz.
For at opretholde en god lydkvalitet forforstærker med en klangblok skal have en lav udgangsimpedans (flere kilo-ohm) og en koefficient ikke-lineær forvrængning ikke mere end denne UMZCH.
UMZCH printpladen er vist i fig. 2. Det er meget praktisk at kontrollere forstærkerens stabilitet ved hjælp af en firkantet impulsgenerator, og observere formen af udgangssignalet på oscilloskopskærmen. Samtidig vælges kapacitansen for kondensator C5, hvilket opnår det mindst forvrængede udgangssignal sammenlignet med dens oprindelige form.
Om muligt reduceres kapacitansen C5, da forstærkerens frekvensgang ved høje frekvenser forbedres. Faktisk blev kondensatorens kapacitans reduceret til 20 pF, når UMZCH fungerede, men højttalere uden LC-filtre, dvs. til fuld-range højttalere. Ved arbejde med en stor reaktiv belastning skal kapacitansen C5 øges.
Derudover er det nødvendigt at indsætte en induktor af flere mikrohenries i hullet i udgangsledningen på UMZCH. På printkortet skal denne spole være placeret i nærheden af samlingspunktet for modstande R26 og R27. Når du arbejder med en stor reaktiv belastning, bør du også indføre beskyttelsesdioder (til udgangstransistorer) VD7 og VD8 i UMZCH-kredsløbet.
Fordelen ved en inverterende forstærker frem for en ikke-inverterende forstærker er velkendt. Da indgangssignalet under invertering af omskiftning tilføres til basen af transistoren VT2, shuntes indgangsmodstanden på UMZCH af modstanden R16. I dette tilfælde, for at matche forstærkerens lave modstand, for eksempel med en volumenkontrol, er det nødvendigt at tænde for en kildefølger ved UMZCH-indgangen.
Kredsløbet for en sådan repeater er vist i fig. 3, og der er et særligt sted tilbage til det på printkortet. For at konvertere UMZCH til den inverterende version skal du gøre følgende.
- Afbryd kondensatorerne C6, C7 fra den fælles ledning, og tilslut de frigjorte ledninger til udgangen af kildefølgeren. I dette tilfælde vil indgangen på UMZCH være indgangen til repeateren.
- Tilslut den venstre kontakt C1 (fig. 1) til den fælles ledning og tilslut en elektrolytisk kondensator parallelt med den på samme måde som Sb.
- For at undgå klik og spændingsstigninger ved udgangen af UMZCH, når den er tændt, skal du indstille nulpotentialet ved kilden til transistoren VT1 ved at vælge modstand R3 (fig. 3).
- Modstandene for modstandene R4 og R5 er valgt på en sådan måde, at zenerdioderne VD1 og VD2 ikke forlader spændingsstabiliseringstilstanden. Når den er tændt inverterende, sammenlignet med ikke-inverterende, fungerer forstærkeren noget renere for øret.
Strømforsyningskredsløbet (PSU) er vist i fig. 4. For at reducere forvrængning er den fælles ledning delt i to i huden UMZCH, ellers stiger forvrængningen kraftigt, der opstår "stray"-strømme, som i høj grad øger baggrundsniveauet i højttalersystemer. Til samme formål, i strømforsyningen for at reducere interferens fra strømtransformatorer, bruges antifaseforbindelse af de primære viklinger af transformere T1 og T2.
Separat strømforsyning af UMZCH-kanalerne kan reducere transientforvrængning i kanalerne betydeligt, især ved lave frekvenser. Tråddiameteren af både sekundær- og primærviklingen kan også reduceres med 1,4 gange sammenlignet med en transformer i UMZCH-strømforsyningsenheden. Ved brug af sikringer FU2-FU5 (fig. 4), er der ikke behov for sikringer FU1 og FU2 (fig. 1), men de områder, der er beregnet til dem på tavlerne, er meget praktiske i tilfælde af reparationer.
I dette tilfælde erstattes FU1 og FU2 med modstande for at styre strømme og forhindre svigt af transistorer VT7-VT12. Transformatorer T1 og T2 er viklet på toroidale magnetiske kerner, hvis ydre diameter er 110 mm, den indre diameter er 65 mm og højden er 23 mm. Primærviklingen indeholder 1320 vindinger PEV-tråd - 0,64 mm, sekundærviklingen er viklet med dobbelt PEV-tråd - 1,2 mm 162 vindinger. Skærmen består af et lag PELSHO tråd - 0,41 mm.
Transistorer KT604, KT611 er velegnede til VT5 og VT6. KT618A, KG630. KT940. I stedet for transistorerne KT817 og KT816 er de mere moderne KT850 og KT851 perfekte. Du udskifter transistorer VT1 -VT3 med moderne KT611A. KT632, 2T638A. "Anstødssten" af UMZCH er VT4-transistoren; det anbefales at erstatte den med den moderne KT3157A.
Denne transistor er højere spænding end KT209M, desuden er den specielt designet til videoforstærkere af transistor-tv og har en højere frekvensparameter.
UMZCH fungerer mærkbart bedre med denne erstatning. Forstærkeren fungerer fremragende, når effekten er reduceret til ±25 V. Det er kun nødvendigt at reducere værdierne for R11, R18 (fig. 1) for at indstille startstrømmene VT7-VT12 og nulspænding ved udgangen af UMZCH'en .
I dette tilfælde kan KT3102A(B) og KT209M bruges i differentialkaskaden (VT4I kan udskiftes med KT3107I). I stedet for KT818. KT8I9 fungerer bedre end KT864, KT865 eller KT8101, KT8102. Det foreslås også at ændre kredsløbet til justering af startstrømmen af udgangstransistorerne ved at erstatte VDI - VD4 og R19 med et lidt anderledes kredsløb (fig. 5).
En KT626 type transistor er installeret på kølepladen så tæt som muligt på VT12. Transistorer VT11 og VT12 er ikke placeret på separate køleplader.
Redaktørerne af webstedet "To ordninger" præsenterer et simpelt, men højkvalitets forstærker LF på MOSFET transistorer. Hans kredsløb burde være velkendt af radioamatører og audiofile, da det allerede er omkring 20 år gammelt Kredsløbet er udviklet af den berømte Anthony Holton, hvorfor det nogle gange kaldes ULF Holton. Lydforstærkningssystemet har lav harmonisk forvrængning, der ikke overstiger 0,1 %, med en belastningseffekt på omkring 100 Watt.
Denne forstærker er et alternativ til de populære forstærkere i TDA-serien og lignende pop, fordi du til en lidt højere pris kan få en forstærker med klart bedre egenskaber.
Den store fordel ved systemet er enkelt design og et udgangstrin bestående af 2 billige MOS-transistorer. Forstærkeren kan arbejde med højttalere med impedans på både 4 og 8 ohm. Den eneste justering, der skal foretages under opstart, er at indstille udgangstransistorernes hvilestrømværdi.
Skematisk diagram af UMZCH Holton
Holton forstærker på MOSFET - kredsløbsdiagram Kredsløbet er en klassisk to-trins forstærker; det består af en differentiel indgangsforstærker og en symmetrisk effektforstærker, hvor et par effekttransistorer fungerer. Systemdiagrammet er vist ovenfor.
Printplade
ULF printplade - færdig visning Her er et arkiv med PDF-filer af printpladen - .
Forstærkerens funktionsprincip
Transistorer T4 (BC546) og T5 (BC546) fungerer i konfigurationen differentialforstærker og er designet til at blive drevet af en strømkilde bygget på transistorer T7 (BC546), T10 (BC546) og modstande R18 (22 ohm), R20 (680 ohm) og R12 (22 ohm). Indgangssignalet føres til to filtre: et lavpasfilter, bygget af elementerne R6 (470 Ohm) og C6 (1 nf) - det begrænser signalets højfrekvente komponenter og et båndpasfilter, der består af C5 (1) μF), R6 og R10 (47 kohm), begrænsende signalkomponenter ved infra-lave frekvenser.
Differentialforstærkerens belastning er modstande R2 (4,7 kΩ) og R3 (4,7 kΩ). Transistorer T1 (MJE350) og T2 (MJE350) repræsenterer et andet forstærkningstrin, og dets belastning er transistorerne T8 (MJE340), T9 (MJE340) og T6 (BD139).
Kondensatorer C3 (33 pf) og C4 (33 pf) modvirker excitationen af forstærkeren. Kondensator C8 (10 nf) forbundet parallelt med R13 (10 kom/1 V) forbedrer ULF'ens transiente respons, hvilket er vigtigt for hurtigt stigende indgangssignaler.
Transistor T6, sammen med elementerne R9 (4,7 ohm), R15 (680 ohm), R16 (82 ohm) og PR1 (5 ohm), giver dig mulighed for at indstille den korrekte polaritet af forstærkerens udgangstrin i hvile. Ved hjælp af et potentiometer er det nødvendigt at indstille udgangstransistorernes hvilestrøm inden for 90-110 mA, hvilket svarer til et spændingsfald over R8 (0,22 Ohm/5 W) og R17 (0,22 Ohm/5 W) inden for 20-25 mV. Forstærkerens samlede strømforbrug i inaktiv tilstand bør være omkring 130 mA.
Udgangselementerne på forstærkeren er MOSFET'er T3 (IRFP240) og T11 (IRFP9240). Disse transistorer er installeret som en spændingsfølger med en stor maksimal udgangsstrøm, så de første 2 trin skal drive en tilstrækkelig stor amplitude til udgangssignalet.
Modstande R8 og R17 blev primært brugt til hurtigt at måle hvilestrømmen af effektforstærkertransistorer uden at forstyrre kredsløbet. De kan også være nyttige i tilfælde af at udvide systemet med et andet par effekttransistorer på grund af forskelle i modstand åbne kanaler transistorer.
Modstande R5 (470 Ohm) og R19 (470 Ohm) begrænser ladehastigheden af pastransistorkapacitansen og begrænser derfor forstærkerens frekvensområde. Dioder D1-D2 (BZX85-C12V) beskytter kraftfulde transistorer. Hos dem bør spændingen ved opstart i forhold til transistorernes strømforsyninger ikke være mere end 12 V.
Forstærkerkortet giver plads til effektfilterkondensatorer C2 (4700 µF/50 V) og C13 (4700 µF/50 V).
Hjemmelavet transistor ULF til MOSFET Styringen får strøm gennem et ekstra RC-filter bygget på elementerne R1 (100 Ω/1 V), C1 (220 μF/50 V) og R23 (100 Ω/1 V) og C12 (220 μF/50 V).
Strømforsyning til UMZCH
Forstærkerkredsløbet leverer effekt, der når op på reelle 100 W (effektiv sinusbølge), med en indgangsspænding på omkring 600 mV og en belastningsmodstand på 4 ohm.
Holton forstærker på et bræt med detaljer Den anbefalede transformer er en 200 W toroid med en spænding på 2x24 V. Efter ensretning og udjævning bør du få bipolær strømforsyning til effektforstærkerne i området +/-33 Volt. Det her præsenterede design er et monoforstærkermodul med meget gode parametre, bygget på MOSFET-transistorer, som kan bruges som en separat enhed eller som en del af en .
Lavfrekvente forstærkere (LF) bruges til at konvertere svage signaler, overvejende i lydområdet, til kraftigere signaler, der er acceptable for direkte perception gennem elektrodynamiske eller andre lydemittere.
Bemærk, at højfrekvente forstærkere op til frekvenser på 10...100 MHz er bygget i henhold til lignende kredsløb; forskellen kommer oftest ned på det faktum, at kapacitansværdierne af kondensatorerne på sådanne forstærkere falder lige så mange gange som frekvensen af det højfrekvente signal overstiger frekvensen af det lavfrekvente.
En simpel forstærker med en transistor
Den enkleste ULF, lavet efter skemaet med almindelig udsender, vist i fig. 1. En telefonkapsel bruges som belastning. Den tilladte forsyningsspænding for denne forstærker er 3...12 V.
Det er tilrådeligt at bestemme værdien af forspændingsmodstanden R1 (tiere kOhms) eksperimentelt, da dens optimale værdi afhænger af forstærkerens forsyningsspænding, telefonkapslens modstand og transmissionskoefficienten for en bestemt transistor.
Ris. 1. Kredsløb af en simpel ULF på en transistor + kondensator og modstand.
For at vælge startværdien af modstanden R1 skal det tages i betragtning, at dens værdi skal være cirka hundrede eller flere gange større end modstanden inkluderet i belastningskredsløbet. For at vælge en forspændingsmodstand anbefales det at tilslutte en konstant modstand med en modstand på 20...30 kOhm og en variabel modstand med en modstand på 100...1000 kOhm i serie og derefter anvende den til indgangen på forstærker lydsignal lille amplitude, for eksempel fra en båndoptager eller afspiller, ved at dreje knappen variabel modstand opnå den bedste signalkvalitet ved den højeste lydstyrke.
Kapacitansværdien af overgangskondensatoren C1 (fig. 1) kan variere fra 1 til 100 μF: Jo større værdien af denne kapacitans er, jo lavere frekvenser kan ULF forstærke. For at mestre teknikken til at forstærke lave frekvenser anbefales det at eksperimentere med udvælgelsen af elementværdier og driftstilstande for forstærkere (fig. 1 - 4).
Forbedrede single-transistor forstærker muligheder
Mere kompliceret og forbedret sammenlignet med diagrammet i fig. 1 forstærkerkredsløb er vist i fig. 2 og 3. I diagrammet i fig. 2 amplifikationstrin indeholder desuden en kæde af frekvensafhængig negativ feedback(modstand R2 og kondensator C2), hvilket forbedrer signalkvaliteten.
Ris. 2. Diagram af en enkelt-transistor ULF med en kæde af frekvensafhængig negativ feedback.
Ris. 3. Single-transistor forstærker med en divider til at levere forspænding til bunden af transistoren.
Ris. 4. Enkelttransistorforstærker med automatisk biasindstilling for transistorbasen.
I diagrammet i fig. 3 indstilles forspændingen til bunden af transistoren mere "stift" ved hjælp af en divider, som forbedrer forstærkerens driftskvalitet, når dens driftsbetingelser ændres. "Automatisk" forspændingsindstilling baseret på en forstærkende transistor bruges i kredsløbet i fig. 4.
To-trins transistor forstærker
Ved at forbinde to simple forstærkningstrin i serie (fig. 1), kan du opnå en to-trins ULF (fig. 5). Forstærkningen af en sådan forstærker er lig med produktet af forstærkningsfaktorerne for individuelle trin. Det er dog ikke let at opnå en stor stabil forstærkning med en efterfølgende stigning i antallet af trin: forstærkeren vil højst sandsynligt selv-excitere.
Ris. 5. Kredsløb af en simpel to-trins lavfrekvent forstærker.
Nye udviklinger af lavfrekvente forstærkere, hvis diagrammer ofte er angivet på siderne af magasiner seneste år, forfølge målet om at opnå en minimum ikke-lineær forvrængningsfaktor, øge udgangseffekten, udvide det forstærkede frekvensbånd osv.
Samtidig er der ofte brug for en simpel ULF ved opsætning af diverse apparater og udførelse af eksperimenter, som kan samles på få minutter. En sådan forstærker skal indeholde et minimum antal knappe elementer og fungere over en bred vifte af ændringer i forsyningsspænding og belastningsmodstand.
ULF-kredsløb baseret på felteffekt- og siliciumtransistorer
Kredsløbet for en simpel lavfrekvent effektforstærker med direkte kobling mellem trin er vist i fig. 6 [Rl 3/00-14]. Forstærkerens indgangsimpedans bestemmes af potentiometer R1's rating og kan variere fra hundredvis af ohm til titusinder af megohm. Du kan tilslutte en belastning med en modstand fra 2...4 til 64 Ohm og højere til forstærkerudgangen.
Til højmodstandsbelastninger kan KT315-transistoren bruges som VT2. Forstærkeren er operationel i området for forsyningsspændinger fra 3 til 15 V, selvom dens acceptable ydeevne opretholdes, selv når forsyningsspændingen er reduceret til 0,6 V.
Kapacitansen for kondensator C1 kan vælges i området fra 1 til 100 μF. I sidstnævnte tilfælde (C1 = 100 μF) kan ULF operere i frekvensbåndet fra 50 Hz til 200 kHz og højere.
Ris. 6. Ordning simpel forstærker lav frekvens på to transistorer.
Amplituden af ULF-indgangssignalet bør ikke overstige 0,5...0,7 V. Forstærkerens udgangseffekt kan variere fra titusvis af mW til enheder af W afhængigt af belastningsmodstanden og størrelsen af forsyningsspændingen.
Opsætning af forstærkeren består af valg af modstande R2 og R3. Med deres hjælp er spændingen ved afløbet af transistoren VT1 sat lig med 50...60% af strømkildespændingen. Transistor VT2 skal installeres på en køleplade (radiator).
Spor-kaskade ULF med direkte kobling
I fig. Figur 7 viser et diagram over en anden tilsyneladende simpel ULF med direkte forbindelser mellem kaskader. Denne form for forbindelse forbedrer forstærkerens frekvensegenskaber i lavfrekvensområdet, og kredsløbet som helhed er forenklet.
Ris. 7. Skematisk diagram tre-trins ULF med direkte forbindelse mellem etaper.
Samtidig er tuning af forstærkeren kompliceret af, at hver forstærkermodstand skal vælges individuelt. Omtrent forholdet mellem modstande R2 og R3, R3 og R4, R4 og R BF bør være i området (30...50) til 1. Modstand R1 skal være 0,1...2 kOhm. Beregning af forstærkeren vist i fig. 7 kan findes i litteraturen, for eksempel [R 9/70-60].
Kaskade ULF-kredsløb ved hjælp af bipolære transistorer
I fig. 8 og 9 viser kredsløb af kaskode-ULF'er, der anvender bipolære transistorer. Sådanne forstærkere har en ret høj forstærkning Ku. Forstærker i fig. 8 har Ku=5 i frekvensbåndet fra 30 Hz til 120 kHz [MK 2/86-15]. ULF ifølge diagrammet i fig. 9 med en harmonisk koefficient på mindre end 1% har en forstærkning på 100 [RL 3/99-10].
Ris. 8. Kaskade ULF på to transistorer med forstærkning = 5.
Ris. 9. Kaskade ULF på to transistorer med forstærkning = 100.
Økonomisk ULF med tre transistorer
For bærbart elektronisk udstyr er en vigtig parameter effektiviteten af ULF. Diagrammet af en sådan ULF er vist i fig. 10 [RL 3/00-14]. Her anvendes en kaskadeforbindelse af felteffekttransistor VT1 og bipolær transistor VT3, og transistor VT2 er forbundet på en sådan måde, at den stabiliserer driftspunktet for VT1 og VT3.
Efterhånden som indgangsspændingen stiger, shunter denne transistor emitter-basisforbindelsen af VT3 og reducerer værdien af strømmen, der flyder gennem transistorerne VT1 og VT3.
Ris. 10. Kredsløb af en simpel økonomisk lavfrekvent forstærker med tre transistorer.
Som i ovenstående kredsløb (se fig. 6) kan indgangsmodstanden for denne ULF indstilles i intervallet fra titusinder af ohm til titusinder af megohm. En telefonkapsel, for eksempel TK-67 eller TM-2V, blev brugt som belastning. Telefonkapslen, der er forbundet ved hjælp af et stik, kan samtidig tjene som en strømafbryder til kredsløbet.
ULF-forsyningsspændingen varierer fra 1,5 til 15 V, selvom enhedens funktionalitet bibeholdes, selv når forsyningsspændingen er reduceret til 0,6 V. I forsyningsspændingsområdet på 2... 15 V er strømmen, der forbruges af forstærkeren. beskrevet af udtrykket:
1(μA) = 52 + 13*(Uppit)*(Uppit),
hvor Upit er forsyningsspændingen i volt (V).
Hvis du slukker for transistoren VT2, stiger den strøm, der forbruges af enheden, med en størrelsesorden.
To-trins ULF med direkte kobling mellem trin
Eksempler på ULF'er med direkte forbindelser og minimalt valg af driftstilstande er kredsløbene vist i fig. 11 - 14. De har høj gain og god stabilitet.
Ris. 11. Simpel to-trins ULF til en mikrofon (lavt støjniveau, høj forstærkning).
Ris. 12. To-trins lavfrekvent forstærker med KT315 transistorer.
Ris. 13. To-trins lavfrekvent forstærker med KT315 transistorer - mulighed 2.
Mikrofonforstærkeren (fig. 11) er karakteriseret lavt niveau selvstøj og høj forstærkning [MK 5/83-XIV]. En mikrofon af elektrodynamisk type blev brugt som VM1-mikrofon.
En telefonkapsel kan også fungere som en mikrofon. Stabilisering af driftspunktet (initial bias ved bunden af indgangstransistoren) af forstærkerne i fig. 11 - 13 udføres på grund af spændingsfaldet over emittermodstanden i det andet forstærkningstrin.
Ris. 14. To-trins ULF med felteffekttransistor.
Forstærkeren (fig. 14), som har en høj indgangsmodstand (ca. 1 MOhm), er lavet på en felteffekttransistor VT1 (kildefølger) og en bipolær transistor - VT2 (med en fælles).
Kaskade lavfrekvent forstærker felteffekttransistorer, som også har en høj indgangsimpedans, er vist i fig. 15.
Ris. 15. kredsløb af en simpel to-trins ULF med to felteffekttransistorer.
ULF-kredsløb til arbejde med lav-Ohm-belastninger
Typiske ULF'er, designet til at fungere med lavimpedansbelastninger og har en udgangseffekt på titusinder af mW og højere, er vist i fig. 16, 17.
Ris. 16. Simpel ULF til drift med lav modstandsbelastning.
Elektrodynamisk hoved BA1 kan tilsluttes forstærkerens udgang, som vist i fig. 16, eller diagonalt til broen (fig. 17). Hvis strømkilden er lavet af to serieforbundne batterier (akkumulatorer), kan den højre udgang af hovedet BA1 ifølge diagrammet tilsluttes deres midtpunkt direkte, uden kondensatorer SZ, C4.
Ris. 17. Kredsløb af en lavfrekvent forstærker med inklusion af en lavmodstandsbelastning i broens diagonal.
Hvis du har brug for et kredsløb til et simpelt rør ULF, så kan en sådan forstærker samles selv ved hjælp af et rør, se på vores elektronikhjemmeside i det tilsvarende afsnit.
Litteratur: Shustov M.A. Praktisk kredsløbsdesign (bog 1), 2003.
Rettelser i publikationen: i fig. 16 og 17, i stedet for diode D9 er der installeret en kæde af dioder.
TRANSISTOR LAVFREKVENS FORSTÆRKERE. EFFEKT FORSTÆRKERE
På anmodning fra besøgende på webstedet præsenterer jeg din opmærksomhed en artikel, der udelukkende er viet til transistorforstærkere. I 8. lektion kom vi lidt ind på emnet forstærkere - forstærkningstrin på transistorer, så ved hjælp af denne artikel vil jeg forsøge at eliminere alle hullerne vedrørende transistorforstærkere. Nogle teoretisk grundlag præsenteret her er gyldige for både transistorforstærkere og rørforstærkere. I begyndelsen af artiklen vil de vigtigste typer og metoder til at tænde for forstærkertrin blive gennemgået; i slutningen af artiklen vil vi overveje de vigtigste fordele og ulemper ved single-ended transformer og transformerløse forstærkere, og vi vil overveje i særlige detalje push-pull transformer og transformerløse forstærkere, da de er ret ofte brugt og repræsenterer en stor interesse. Sidst i artiklen vil der som i tidligere lektioner være praktisk arbejde. Faktisk adskiller denne artikel sig ikke fra lektionerne, med den eneste forskel, at denne og alle efterfølgende artikler vil have specifikke titler, som giver dig mulighed for at vælge et emne at studere, hvis du ønsker det. Under alle omstændigheder, for at kunne vælge et af følgende emner med sikkerhed, skal du gå igennem fuldt kursus bestående af 10 lektioner.
Forstærker transistor trin Det er sædvanligt at kalde en transistor med modstande, kondensatorer og andre dele, der giver den driftsbetingelser som en forstærker. For højlydt at gengive lydfrekvensvibrationer skal transistorforstærkeren være mindst to - tre trin . I forstærkere, der indeholder flere trin, skelnes trin forforstærkning og output, eller sidste trin . Udgangstrinnet er det sidste trin i forstærkeren, som fungerer på telefoner eller det dynamiske hoved på en højttaler, og de indledende trin er alle trin foran den. Jobbet for et eller flere forforstærkertrin er at øge lydfrekvensspændingen til den værdi, der kræves for at drive udgangstrinstransistoren. Transistoren på udgangstrinnet er påkrævet for at øge effekten af lydfrekvensoscillationer til det niveau, der kræves til driften af det dynamiske hoved. Til udgangstrinene for de enkleste transistorforstærkere bruger radioamatører ofte laveffekttransistorer, det samme som i forforstærkertrinene. Dette forklares med ønsket om at gøre forstærkere mere økonomiske, hvilket især er vigtigt for bærbare batteridrevne designs. Udgangseffekten af sådanne forstærkere er lille - fra flere tiere til 100 - 150 mW, men den er også tilstrækkelig til at betjene telefoner eller dynamiske hoveder med lav effekt. Hvis spørgsmålet om at spare energi fra strømforsyninger ikke er så væsentligt, for eksempel ved strømforsyning af forstærkere fra et elektrisk belysningsnetværk, bruges kraftfulde transistorer i udgangstrinene. Hvad er driftsprincippet for en forstærker bestående af flere trin? Du kan se diagrammet af en simpel transistor to-trins lavfrekvent forstærker i (fig. 1). Se nøje på det. I det første trin af forstærkeren virker transistoren V1, i det andet transistoren V2. Her er det første trin forforstærkningstrinnet, det andet er outputtrinet. Mellem dem - afkoblingskondensator C2. Funktionsprincippet for et hvilket som helst af trinene i denne forstærker er det samme og ligner det velkendte funktionsprincip for en enkelt-trins forstærker. Den eneste forskel er i detaljerne: belastningen af transistor V1 i det første trin er modstand R2, og belastningen af transistor V2 i udgangstrinnet er telefoner B1 (eller, hvis udgangssignalet er kraftigt nok, højttalerhovedet). Forspændingen påføres bunden af transistoren i det første trin gennem modstand R1 og til bunden af transistoren i det andet trin - gennem modstand R3. Begge kaskader får strøm fra en fælles UiP-kilde, som kan være et batteri af galvaniske celler eller en ensretter. Transistorernes driftstilstande indstilles ved at vælge modstande R1 og R3, som er angivet i diagrammet med asterisker.
Ris. 1 2-trins transistorforstærker.
Effekten af forstærkeren som helhed er som følger. Elektrisk signal Forsynet via kondensatoren C1 til indgangen på det første trin og forstærket af transistoren V1, fra belastningsmodstanden R2 gennem separeringskondensatoren C2 tilføres indgangen på det andet trin. Her forstærkes den af transistor V2 og telefoner B1, forbundet til transistorens kollektorkredsløb, og omdannes til lyd. Hvilken rolle spiller kondensator C1 ved forstærkerindgangen? Den udfører to opgaver: den sender frit vekselsignalspænding til transistoren og forhindrer basen i at blive kortsluttet til emitteren gennem signalkilden. Forestil dig, at denne kondensator ikke er i indgangskredsløbet, og kilden til det forstærkede signal er en elektrodynamisk mikrofon med en lille indre modstand. Hvad vil der ske? Gennem mikrofonens lave modstand vil bunden af transistoren blive forbundet med emitteren. Transistoren vil slukke, da den vil fungere uden den indledende forspænding. Den åbner kun med negative halvcyklusser af signalspændingen. Og de positive halvcyklusser, som yderligere lukker transistoren, vil blive "afskåret" af den. Som et resultat vil transistoren forvrænge det forstærkede signal. Kondensator C2 forbinder forstærkertrinene via vekselstrøm. Det skal passere godt den variable komponent af det forstærkede signal og forsinke den konstante komponent af kollektorkredsløbet i første trins transistor. Hvis kondensatoren sammen med den variable komponent også leder jævnstrøm, vil driftstilstanden for udgangstrinstransistoren blive forstyrret, og lyden vil blive forvrænget eller forsvinde helt. Kondensatorer, der udfører sådanne funktioner kaldes koblingskondensatorer, overgangs- eller isolationskondensatorer . Indgangs- og overgangskondensatorer skal passere godt hele frekvensbåndet af det forstærkede signal - fra det laveste til det højeste. Dette krav opfyldes af kondensatorer med en kapacitet på mindst 5 µF. Brug af koblingskondensatorer i transistorforstærkere store containere forklares med transistorernes relativt lave indgangsmodstande. Koblingskondensatoren giver kapacitiv modstand mod vekselstrøm, som vil være mindre, jo større dens kapacitans. Og hvis det viser sig at være større end transistorens indgangsmodstand, vil en del af vekselspændingen falde over den, større end ved transistorens indgangsmodstand, hvilket vil resultere i et tab af forstærkning. Kapacitansen af koblingskondensatoren skal være mindst 3 til 5 gange mindre end transistorens indgangsmodstand. Derfor er der placeret store kondensatorer ved indgangen, samt til kommunikation mellem transistortrin. Her bruges normalt små elektrolytiske kondensatorer med obligatorisk overholdelse af polariteten af deres forbindelse. Disse er de mest karakteristiske træk ved elementerne i en to-trins transistor lavfrekvent forstærker. For at konsolidere i hukommelsen princippet om drift af en transistor to-trins lavfrekvent forstærker, foreslår jeg at samle, opsætte og teste de enkleste versioner af forstærkerkredsløb nedenfor. (I slutningen af artiklen vil muligheder for praktisk arbejde blive foreslået; nu skal du samle en prototype af en simpel to-trins forstærker, så du hurtigt kan overvåge teoretiske udsagn i praksis).
Simple to-trins forstærkere
Skematiske diagrammer af to versioner af en sådan forstærker er vist i (fig. 2). De er i det væsentlige en gentagelse af kredsløbet i den nu adskilte transistorforstærker. Kun de angiver detaljerne for delene og indtaster tre ekstra element: R1, NW og S1. Modstand R1 - belastning af kilden til lydfrekvensoscillationer (detektormodtager eller pickup); SZ - kondensator, der blokerer højttalerhoved B1 ved højere lydfrekvenser; S1 - strømafbryder. I forstærkeren i (fig. 2, a) virker transistorer af p-n-p-strukturen, i forstærkeren i (fig. 2, b) - i n-p-n-strukturen. I denne henseende er polariteten ved at tænde for batterierne, der driver dem, anderledes: der tilføres en negativ spænding til kollektorerne på transistorerne i den første version af forstærkeren, og en positiv spænding tilføres kollektorerne på transistorerne i den anden version. Polariteten ved at tænde for elektrolytiske kondensatorer er også anderledes. Ellers er forstærkerne helt ens.
Ris. 2 To-trins lavfrekvente forstærkere på transistorer af p - n - p strukturen (a) og på transistorer af n - p - n strukturen (b).
I enhver af disse forstærkermuligheder kan transistorer med en statisk strømoverførselskoefficient h21e på 20 - 30 eller mere fungere. En transistor med en stor koefficient h21e skal installeres i forforstærkningstrinnet (først) - Rollen af belastning B1 af udgangstrinnet kan udføres af hovedtelefoner, en DEM-4m telefonkapsel. For at drive forstærkeren skal du bruge et 3336L batteri (populært kaldet et firkantet batteri) eller netværks strømforsyning(som blev foreslået lavet i 9. lektion). Forforstærker samles på brødbræt , og overfør derefter dens dele til printkortet, hvis et sådant ønske opstår. Først skal du kun montere delene af det første trin og kondensator C2 på brødbrættet. Tænd for hovedtelefonerne mellem den højre (ifølge diagrammet) terminal på denne kondensator og den jordede leder af strømkilden. Hvis du nu forbinder forstærkerens indgang til udgangsstikkene på for eksempel en detektormodtager, der er indstillet på en radiostation, eller tilslutter en anden kilde til et svagt signal til den, lyden af en radioudsendelse eller et signal fra tilsluttet kilde vises i telefonerne. Ved at vælge modstanden R2 (det samme som ved justering af driftstilstanden for en enkelt-transistor forstærker, hvad jeg talte om i lektion 8 ), opnå den højeste lydstyrke. I dette tilfælde skal en milliammeter forbundet til transistorens kollektorkredsløb vise en strøm svarende til 0,4 - 0,6 mA. Med en strømforsyningsspænding på 4,5 V er dette den mest fordelagtige driftsform for denne transistor. Monter derefter delene af forstærkerens andet (output) trin, og tilslut telefonerne til transistorens kollektorkredsløb. Telefoner skulle nu lyde væsentligt højere. Måske vil de lyde endnu højere, efter at transistorens kollektorstrøm er sat til 0,4 - 0,6 mA ved at vælge modstand R4. Du kan gøre det anderledes: monter alle dele af forstærkeren, vælg modstande R2 og R4 for at indstille de anbefalede transistortilstande (baseret på strømmene i kollektorkredsløbene eller spændingerne på transistorernes kollektorer) og kontroller først derefter dens funktion til lydgengivelse. Denne måde er mere teknisk. Og for en mere kompleks forstærker, og du skal hovedsageligt beskæftige sig med sådanne forstærkere, er dette den eneste rigtige. Jeg håber du forstår, at mit råd om opsætning af en to-trins forstærker gælder lige meget for begge muligheder. Og hvis strømoverførselskoefficienterne for deres transistorer er omtrent de samme, skal lydstyrken af telefoner og forstærkerbelastninger være den samme. Med en DEM-4m kapsel, hvis modstand er 60 Ohm, skal kaskadetransistorens hvilestrøm øges (ved at mindske modstanden af modstanden R4) til 4 - 6 mA. Det skematiske diagram af den tredje version af en to-trins forstærker er vist i (fig. 3). Det særlige ved denne forstærker er, at i dets første trin fungerer en transistor af p - n - p-strukturen, og i den anden - en n - p - n-struktur. Desuden er bunden af den anden transistor forbundet til kollektoren af den første ikke gennem en overgangskondensator, som i forstærkeren af de to første muligheder, men direkte eller, som de også siger, galvanisk. Med en sådan forbindelse udvides frekvensområdet for forstærkede oscillationer, og driftstilstanden for den anden transistor bestemmes hovedsageligt af driftstilstanden for den første, som indstilles ved at vælge modstand R2. I en sådan forstærker er belastningen af transistoren i det første trin ikke modstanden R3, men emitter-p-n-forbindelsen af den anden transistor. Modstanden er kun nødvendig som et forspændingselement: spændingsfaldet skabt over det åbner den anden transistor. Hvis denne transistor er germanium (MP35 - MP38), kan modstanden af modstand R3 være 680 - 750 Ohm, og hvis det er silicium (MP111 - MP116, KT315, KT3102) - omkring 3 kOhm. Desværre er stabiliteten af en sådan forstærker lav, når forsyningsspændingen eller temperaturen ændres. Ellers gælder alt hvad der siges i forhold til forstærkerne af de to første muligheder for denne forstærker. Kan forstærkere få strøm fra en kilde? jævnstrøm med en spænding på 9 V, for eksempel fra to 3336L eller Krona batterier, eller omvendt fra en kilde med en spænding på 1,5 - 3 V - fra et eller to elementer 332 eller 316? Selvfølgelig er det muligt: ved en højere spænding af strømforsyningen skal belastningen af forstærkeren - højttalerhovedet - lyde højere, ved en lavere spænding - mere stille. Men samtidig bør transistorernes driftstilstande være noget anderledes. Med en strømforsyningsspænding på 9 V skal den nominelle spænding af elektrolytiske kondensatorer C2 i de to første forstærkermuligheder desuden være mindst 10 V. Så længe forstærkerdelene er monteret på et brødbræt, kan alt dette nemt verificeres eksperimentelt, og de relevante konklusioner kan drages.
Ris. 3 Transistor forstærker forskellige strukturer.
At montere delene af en etableret forstærker på et permanent bord er ikke en vanskelig opgave. For eksempel viser (fig. 4) kredsløbskortet på forstærkeren af den første mulighed (i henhold til diagrammet i fig. 2, a). Skær pladen ud af getinax eller glasfiber med en tykkelse på 1,5 - 2 mm. Dens dimensioner vist på figuren er omtrentlige og afhænger af dimensionerne på de dele, du har. For eksempel, i diagrammet er modstandenes effekt angivet som 0,125 W, kapacitansen af de elektrolytiske kondensatorer er angivet som 10 μF. Men det betyder ikke, at kun sådanne dele skal installeres i forstærkeren. Effekttabet af modstande kan være enhver. I stedet for elektrolytiske kondensatorer K5O - 3 eller K52 - 1, vist på printkortet, kan der være kondensatorer K50 - 6 eller importerede analoger, også til højere nominelle spændinger. Afhængigt af de dele du har, kan forstærkerens printkort også ændre sig. Om metoder til installation af radioelementer, herunder installation af trykte kredsløb kan læses i afsnittet "skinkeradioteknologi" .
Ris. 4 Kredsløbskort på en to-trins lavfrekvent forstærker.
Enhver af de forstærkere, som jeg talte om i denne artikel, vil være nyttige for dig i fremtiden, for eksempel til en bærbar transistormodtager. Lignende forstærkere kan også bruges til kablet telefonkommunikation med en ven, der bor i nærheden.
Stabilisering af transistorens driftstilstand
En forstærker af den første eller anden mulighed (ifølge diagrammerne i fig. 2), monteret og justeret indendørs, vil fungere bedre end udendørs, hvor den vil blive udsat for de varme stråler fra sommersolen eller i kulden om vinteren. Hvorfor sker dette? Fordi, desværre, når temperaturen stiger, forstyrres transistorens driftstilstand. Og grundårsagen til dette er den ukontrollerede omvendte kollektorstrøm Ikbo og ændringen i den statiske strømoverførselskoefficient h21E med temperaturændringer. I princippet er det nuværende Ikbo lille. For lavfrekvente lavfrekvente germaniumtransistorer, for eksempel, overstiger denne strøm, målt ved en omvendt spænding ved kollektor-p-n-krydset på 5 V og en temperatur på 20 ° C, ikke 20 - 30 μA, og for siliciumtransistorer er mindre end 1 μA. Men det ændrer sig markant, når det udsættes for temperatur. Med en temperaturstigning på 10°C fordobles den nuværende Ikbo for en germaniumtransistor omtrent, og en siliciumtransistor øges med 2,5 gange. Hvis f.eks. ved en temperatur på 20°C den nuværende Ikbo for en germaniumtransistor er 10 μA, stiger den til ca. 160 μA, når temperaturen stiger til 60°C. Men den nuværende Ikbo kendetegner egenskaberne af kun samler p-n krydset. Under reelle driftsforhold påføres strømkildens spænding til to p-n-forbindelser - kollektor og emitter. I dette tilfælde strømmer den omvendte kollektorstrøm også gennem emitterforbindelsen og forstærker så at sige sig selv. Som følge heraf stiger værdien af den ukontrollerede strøm, der ændrer sig under indflydelse af temperatur, flere gange. Og jo større dens andel i kollektorstrømmen, jo mere ustabil er transistorens driftstilstand under forskellige temperaturforhold. En stigning i strømoverførselskoefficienten h21E med temperaturen øger ustabiliteten. Hvad sker der i kaskaden, for eksempel på transistor V1 i forstærkeren af den første eller anden mulighed? Når temperaturen stiger, stiger den samlede kollektorkredsløbsstrøm, hvilket forårsager et stigende spændingsfald over belastningsmodstanden R3 (se fig. 3). Spændingen mellem solfangeren og emitteren falder, hvilket fører til signalforvrængning. Ved yderligere temperaturstigning kan spændingen ved kollektoren blive så lille, at transistoren slet ikke længere vil forstærke indgangssignalet. Reduktion af temperaturens effekt på kollektorstrømmen er muligt enten ved at bruge transistorer med en meget lav strøm Ikbo i udstyr designet til at arbejde med betydelige temperaturudsving. for eksempel silicium eller brug af specielle foranstaltninger, der termisk stabiliserer transistorernes tilstand. En af metoderne termisk stabilisering af driftstilstanden en germaniumtransistor med p - n - p-strukturen er vist i diagrammet i fig. 5, a. Her, som du kan se, er basismodstanden Rb ikke forbundet til strømkildens negative leder, men til transistorens kollektor. Hvad giver dette? Med stigende temperatur øger den stigende kollektorstrøm spændingsfaldet over belastningen Rн og reducerer spændingen over kollektoren. Og da basen er forbundet (gennem modstand Rb) til kollektoren, falder den negative forspænding på den også, hvilket igen reducerer kollektorstrømmen. Resultatet er feedback mellem kaskadens udgangs- og indgangskredsløb - den stigende kollektorstrøm reducerer spændingen ved basen, hvilket automatisk reducerer kollektorstrømmen. Transistorens specificerede driftstilstand er stabiliseret. Men under driften af transistoren forekommer negativ AC-feedback mellem dens kollektor og basen gennem den samme modstand Rb, hvilket reducerer den samlede forstærkning af kaskaden. Således opnås stabiliteten af transistortilstanden på bekostning af tab i forstærkning. Det er ærgerligt, men du er nødt til at tage disse tab for at opretholde normalt arbejde forstærker
Ris. 5 forstærkertrin med termisk stabilisering af transistortilstanden.
Der er dog en måde at stabilisere transistorens driftstilstand med nogle få mindre tab i amplifikation, men dette opnås ved at komplicere kaskaden. Kredsløbet for en sådan forstærker er vist i (fig. 5, b). Transistorens hviletilstand med hensyn til jævnstrøm og spænding forbliver den samme: kollektorkredsløbsstrømmen er 0,8 - 1 mA, den negative forspænding ved basen i forhold til emitteren er 0,1 V (1,5 - 1,4 = 0,1 V). Men tilstanden er indstillet ved hjælp af to ekstra modstande: Rb2 og Re. Modstande Rb1 og Rb2 danner en divider, ved hjælp af hvilken en stabil spænding opretholdes ved basen. Emittermodstanden Re er et element termisk stabilisering . Termisk stabilisering af transistortilstanden sker som følger. Når kollektorstrømmen stiger under påvirkning af varme, øges spændingsfaldet over modstanden Re. I dette tilfælde falder spændingsforskellen mellem basen og emitteren, hvilket automatisk reducerer kollektorstrømmen. Den samme feedback opnås, kun nu mellem emitteren og basen, takket være hvilken transistortilstanden er stabiliseret. Dæk kondensatoren Se med papir eller din finger, forbundet parallelt med modstanden Re og shunt den derfor. Hvad minder dette diagram dig om nu? En kaskade med en transistor forbundet i henhold til OK-kredsløbet (emitterfølger). Dette betyder, at under drift af transistoren, når der over modstanden Re er et spændingsfald af ikke kun konstanten, men også de variable komponenter, opstår der et spændingsfald mellem emitteren og basen. 100% negativ AC-spændingsfeedback , hvor kaskadeforstærkningen er mindre end enhed. Men dette kan kun ske, når der ikke er nogen kondensator C3. Denne kondensator skaber en parallel bane, langs hvilken kollektorstrømmens vekselkomponent løber uden om modstanden Re og pulserer med frekvensen af det forstærkede signal, og negativ feedback ikke forekommer (kollektorstrømmens vekselkomponent går ind i den fælles tråd). Kapacitansen af denne kondensator bør være sådan, at den ikke giver nogen mærkbar modstand mod de laveste frekvenser af det forstærkede signal. I audiofrekvensforstærkningsstadiet kan dette krav opfyldes af en elektrolytisk kondensator med en kapacitet på 10 - 20 eller flere mikrofarader. En forstærker med et sådant system til stabilisering af transistortilstanden er praktisk talt ufølsom over for temperatursvingninger og desuden, og ikke mindre vigtigt, for skiftende transistorer. Er det sådan, at transistorens driftstilstand skal stabiliseres i alle tilfælde? Selvfølgelig ikke. Det kommer jo helt an på, hvilket formål forstærkeren er beregnet til. Hvis forstærkeren kun vil fungere derhjemme, hvor temperaturforskellen er ubetydelig, er streng termisk stabilisering ikke nødvendig. Og hvis du skal bygge en forstærker eller modtager, der fungerer pålideligt både hjemme og på gaden, så skal du selvfølgelig stabilisere transistorernes tilstand, selvom enheden skal være kompliceret med yderligere dele .
Push-pull effektforstærker
Ved at tale i begyndelsen af denne artikel om formålet med forstærkertrinene, sagde jeg, som om jeg så fremad, at i udgangstrinene, som er effektforstærkere, bruger radioamatører de samme laveffekttransistorer som i spændingsforstærkningstrinene. Så kan der naturligvis opstå et spørgsmål i dit sind, eller måske opstået: hvordan opnås dette? Jeg svarer nu. Sådanne trin kaldes push-pull effektforstærkere. Desuden kan de være transformatorbaserede, dvs. bruge transformere i dem, eller transformerløse. Dine designs vil bruge begge typer push-pull lydfrekvensoscillationsforstærkere. Lad os forstå princippet om deres arbejde. Et forenklet diagram af et push-pull transformer effektforstærkningstrin og grafer, der illustrerer dets funktion, er vist i (fig. 6). Som du kan se, indeholder den to transformere og to transistorer. Transformer T1 er mellemtrin, der forbinder pre-terminal trin med indgangen på effektforstærkeren, og transformer T2 er output. Transistorer V1 og V2 er forbundet i henhold til OE-kredsløbet. Deres emittere, som den midterste terminal af mellemtrinstransformatorens sekundære vikling, er "jordet" - forbundet til den fælles leder af strømforsyningen Ui.p. - negativ forsyningsspænding tilføres transistorkollektorerne gennem udgangstransformatorens T2 primærvikling: til kollektoren af transistoren V1 - gennem sektion Ia, til kollektoren af transistoren V2 - gennem sektion Ib. Hver transistor og de tilhørende sektioner af mellemtrinstransformatorens sekundære vikling og udgangstransformatorens primære vikling repræsenterer det sædvanlige, allerede kendte for dig enkelt-ende forstærker. Dette er nemt at verificere, hvis du dækker en af disse kaskadearme med et stykke papir. Sammen danner de en push-pull effektforstærker.
Ris. 6 Push-pull transformer effektforstærker og grafer, der illustrerer dens funktion.
Essensen af driften af en push-pull forstærker er som følger. Lydfrekvensoscillationer (grafik i fig. 6) fra præ-terminaltrinnet føres til baserne af begge transistorer, således at spændingerne på dem til enhver tid ændres i modsatte retninger, dvs. i modfase. I dette tilfælde fungerer transistorerne skiftevis i to cyklusser for hver periode af spændingen, der leveres til dem. Når der for eksempel er en negativ halvbølge ved bunden af transistoren V1, åbner den, og strømmen af kun denne transistor løber gennem sektion Ia af udgangstransformatorens primærvikling (graf b). På dette tidspunkt er transistor V2 lukket, da der er en positiv halvbølgespænding ved basen. I den næste halve cyklus vil den positive halvbølge tværtimod være baseret på transistor V1, og den negative halvbølge vil være baseret på transistor V2. Nu åbner transistor V2, og kollektorstrømmen løber gennem sektion Ib af udgangstransformatorens primærvikling (graf c), og transistor V1, der lukker, "hviler". Og så videre for hver periode med lydvibrationer, der leveres til forstærkeren. I transformatorviklingen summeres kollektorstrømmene for begge transistorer (graf d), som et resultat opnås kraftigere elektriske svingninger af lydfrekvens ved forstærkerudgangen end i en konventionel enkelt-endet forstærker. Dynamisk hoved B, forbundet til transformatorens sekundære vikling, konverterer dem til lyd. Lad os nu, ved hjælp af diagrammet i (fig. 7), forstå driftsprincippet transformerløs push-pull forstærker strøm. Der er også to transistorer, men de har forskellige strukturer: transistor Vl - p - n - p, transistor V2 - n - p - n. For jævnstrøm er transistorerne forbundet i serie og danner, som det var, en spændingsdeler af jævnstrømskilden, der fodrer dem. I dette tilfælde skabes en negativ spænding svarende til halvdelen af strømkildespændingen ved kollektoren af transistoren V1 i forhold til midtpunktet mellem dem, kaldet symmetripunktet, og der skabes en positiv spænding ved kollektoren af transistoren V2, også lig med halvdelen af strømkildens spænding Unp. Dynamisk hoved B er forbundet med transistorers emitterkredsløb: for transistor V1 - gennem kondensator C2, for transistor V2 - gennem kondensator C1. AC-transistorerne er således forbundet i henhold til OK-kredsløbet (udsender følgere) og arbejde på én fælles belastning - hoved B.
Ris. 7 Push-pull transformerløs effektforstærker.
Ved basen af begge forstærkerens transistorer fungerer en vekselspænding med samme værdi og frekvens, der kommer fra præterminaltrinnet. Og da transistorerne er af forskellige strukturer, fungerer de skiftevis i to cyklusser: med en negativ halvbølgespænding åbner kun transistoren V1, og i kredsløbshovedet B - kondensator C2 vises en kollektorstrømimpuls (i fig. 6 - graf b), og med en positiv halvbølge Ved halvbølge åbner kun transistoren V2 og i hovedkondensatoren C1-kredsløbet fremkommer en impuls af denne transistors kollektorstrøm (i fig. 6 - graf c). Transistorernes samlede strøm løber således gennem hovedet (graf d i fig. 6), som repræsenterer effektforstærkede lydfrekvensoscillationer, som den omdanner til lydvibrationer. Praktisk talt opnås den samme effekt som i en forstærker med transformere, men takket være brugen af transistorer af forskellige strukturer er der ikke behov for en enhed til at levere et signal til bunden af transistorerne i modfase . Du har måske bemærket en selvmodsigelse i min forklaring af push-pull effektforstærkere: ingen forspænding blev påført transistorernes baser. Du har ret, men der er ingen særlig fejl her. Faktum er, at push-pull transistorer kan fungere uden en indledende forspænding. Men så forvrængninger som "trin" , især stærkt mærket med et svagt indgangssignal. De kaldes trin, fordi de på oscillogrammet af et sinusformet signal har en trinformet form (fig. 8). Den enkleste måde at eliminere sådanne forvrængninger på er at påføre en forspænding på transistorernes baser, hvilket er, hvad der gøres i praksis.
Ris. 8 "Trin" type forvrængning.
Nu, før vi begynder at tale om forstærkere, der giver høj lydgengivelse, vil jeg introducere dig til nogle parametre og forstærkningsklasser, der kendetegner en lavfrekvent forstærker. Alle fordelene ved push-pull forstærkere vil blive diskuteret i detaljer nedenfor.
HOVEDPARAMETRE FOR LF FORSTÆRKERE
Kvaliteten og egnetheden af en forstærker til bestemte formål bedømmes af flere parametre, hvoraf de vigtigste er tre: udgangseffekt Pout, følsomhed og frekvensgang. Dette er de grundlæggende parametre, som du bør kende og forstå. Udgangseffekt er den elektriske effekt af en lydfrekvens, udtrykt i watt eller milliwatt, som en forstærker leverer til en belastning - normalt en driver med direkte stråling. I overensstemmelse med etablerede standarder skelnes der mellem nominel Pnom og maksimal effekt Pmax. Nominel effekt er den effekt, ved hvilken den såkaldte ikke-lineære forvrængning af udgangssignalet, der indføres af forstærkeren, ikke overstiger 3 - 5 % i forhold til det uforvrængede signal. Når effekten øges yderligere, øges den ikke-lineære forvrængning af udgangssignalet. Den effekt, ved hvilken forvrængning når 10 %, kaldes maksimum. Den maksimale udgangseffekt kan være 5 - 10 gange højere end den nominelle effekt, men med den er forvrængning mærkbar selv ved øret. Når vi taler om forstærkere i denne artikel, vil jeg generelt rapportere deres gennemsnitlige effektudgange og blot henvise til dem som effektudgange. Følsomheden af en forstærker er lydfrekvenssignalspændingen, udtrykt i volt eller millivolt, som skal påføres dens input, for at effekten ved belastningen kan nå den nominelle værdi. Jo lavere denne spænding er, jo bedre er forstærkerens følsomhed naturligvis. For eksempel vil jeg sige: følsomheden af langt de fleste amatør- og industrielle forstærkere beregnet til at gengive signaler fra den lineære udgang fra en båndoptager, DVD-afspiller og andre kilder kan være 100 - 500 mV og op til 1V, følsomheden af mikrofonforstærkere er 1 - 2 mV. Frekvensgang - frekvensrespons (eller forstærkerens driftsfrekvensbånd) udtrykkes grafisk ved en vandret, let buet linje, der viser afhængigheden af udgangssignalspændingen Uout af dens frekvens ved en konstant indgangsspænding Uin. Faktum er, at enhver forstærker af en række årsager forstærker signaler med forskellige frekvenser ulige. Som regel er vibrationer af de laveste og højeste frekvenser i lydområdet de værst forstærkede. Derfor er linjerne - forstærkernes frekvenskarakteristika - ujævne og har nødvendigvis dips (blokeringer) i kanterne. Oscillationer af ekstremt lave og høje frekvenser, hvis forstærkning sammenlignet med fluktuationer af mellemfrekvenser (800 - 1000 Hz) falder til 30 %, anses for at være grænserne for forstærkerens frekvensbånd. Frekvensbåndet for forstærkere beregnet til gengivelse af musikværker skal være mindst fra 20 Hz til 20 - 30 kHz, forstærkere af netværksmodtagere - fra 60 Hz til 10 kHz, og forstærkere af små transistormodtagere - fra ca. 200 Hz til 3 - 4 kHz. For at måle de grundlæggende parametre for forstærkere har du brug for en lydfrekvensoscillator, et vekselspændingsvoltmeter, et oscilloskop og nogle andre måleinstrumenter. De er tilgængelige i produktionsradiolaboratorier, radioelektronikklubber, og for mere produktive radioelektronikstudier bør du prøve at købe dem til dig selv, så de altid er lige ved hånden.
Forstærkningsklasser af lavfrekvente forstærkere. Forstærkningsklassens rolle i at opnå effektparametre og høj effektivitet
Indtil nu har vi ikke talt om, hvor meget energi der bruges på at skabe et forstærket signal, på at skabe en "kraftig kopi" af inputsignalet. Faktisk har vi aldrig haft sådan et spørgsmål. Det skal siges, at energileverandøren til at skabe et forstærket signal kan være et batteri eller en strømforsyning. Samtidig anses det for indlysende, at batteriet har store energireserver, og der er intet at spare på det bare for at skabe forstærket signal. Nu hvor målet er nået, når vi har lært at forstærke et svagt signal ved hjælp af en transistor, lad os prøve at finde ud af, hvilken slags energi der skal leveres af dens leverandør - kollektorbatteriet. Lad os prøve at finde ud af, hvor meget en watt forstærket signal koster, hvor mange watt jævnstrøm batteriet skal betale for det. Efter at have foretaget en række antagelser, forudsat at den lige sektion af inputkarakteristikken starter lige fra "nul", at der ikke er nogen bøjninger i outputkarakteristikken, at et element (f.eks. en transformer) indgår som en kollektorbelastning, hvor den konstante spænding ikke går tabt, vil vi komme til den konklusion, at i det bedste tilfælde går kun halvdelen af den strøm, der forbruges fra batteriet, ind i det forstærkede signal. Dette kan siges anderledes: effektivitet (effektivitet) transistorforstærker ikke overstiger 50%. For hver watt udgangssignaleffekt skal du betale den dobbelte pris, to watt kollektorbatterieffekt (fig. 9).
Ris. 9 Jo højere effektivitet en forstærker har, jo mindre strøm bruger den for at skabe en given udgangseffekt.
Det er ret simpelt at bevise gyldigheden af denne konklusion. For at beregne strømforbruget fra et batteri skal du gange dets jævnspænding Ek på den forbrugte strøm, altså på den hvilende kollektorstrøm Ik.p. . transistor (Ppot. = Ek * Ik.p.) . På den anden side kan amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent ikke på nogen måde være større end hvilestrømmen, ellers vil transistoren fungere med en cutoff. I det bedste tilfælde er amplituden af den variable komponent lig med hvilestrømmen Ik.p. og hvori effektiv værdi den variable komponent af kollektorstrømmen er lig med In.ef. = 07 * Ik.p .. På samme måde kan amplituden af vekselspændingen på belastningen ikke være større end batterispændingen, ellers vil der i nogle øjeblikke ikke vises et "minus", men et "plus" på opsamleren. Og dette vil i bedste fald føre til alvorlige forvrængninger. Således den effektive værdi af udgangsspændingen Uneff. kan ikke overstige Uneff. = 07 * Ek . Nu er der kun tilbage at formere sig 07 * Ik.p.. den 07 * Ek. og finde ud af, at den maksimale effektive effekt, som forstærkeren kan levere, ikke overstiger Ref. = 0,5 * Ik.p. * Ek = W.eff. , det vil sige ikke overstiger halvdelen af strømforbruget. Denne afgørelse er endelig, men den kan appelleres. Det er muligt, på bekostning af visse ofre, at øge effektiviteten af forstærkeren, at krydse grænsen for halvtreds procent effektivitet. For at øge effektiviteten er det nødvendigt for forstærkeren at skabe et kraftigere signal ved samme strømforbrug . Og til dette har du brug for uden at øge hvilestrømmen Ik.p. og konstant spænding Ek , øge vekselkomponenterne i kollektorstrømmen I og belastningsspænding Un. Hvad forhindrer os i at øge disse to komponenter? Forvrængninger . Vi kan også øge strømmen I (for dette er det nok, for eksempel at øge indgangssignalniveauet), og spændingen Un (for at gøre dette er det nok igen at øge indgangssignalet eller øge belastningsmodstanden for (vekselstrøm). Men i begge tilfælde vil signalformen blive forvrænget, dens negative halvbølger vil blive afskåret. Og selvom f.eks. et offer virker uacceptabelt (hvem har brug for en økonomisk forstærker, hvis den producerer defekte produkter?), vil vi stadig gå efter det. For det første fordi vi ved at tillade forvrængning (og så slippe af med det), vil være i stand til at overføre forstærkeren til en mere økonomisk tilstand og øge dens effektivitet. Forstærkning uden forvrængning, når amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent ikke overstiger hvilestrømmen Ic.p., kaldes forstærkningsklasse (A). En enkelt forstærker, der fungerer i klasse A, kaldes en single-ended forstærker. Hvis en del af signalet under forstærkningen "afbrydes", hvis amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent er større end Ic.p., og der sker en strømafbrydelse i kollektorkredsløbet, så får vi en af de amplifikationsklasser (AB), (B) eller (C). Med forstærkning i klasse B er cutoff lig med halvcyklus, dvs. I halvdelen af perioden er der strøm i kollektorkredsløbet, og i den anden halvdel af perioden er der ingen strøm. Hvis der er strøm i mere end halvdelen af perioden, så har vi forstærkningsklasse AB, hvis mindre, klasse C. (Ofte er amplifikationsklasser betegnet med de latinske bogstaver A, AB, B, C). Forestil dig, at vi ikke har én, men to identiske forstærkere, der fungerer i klasse B: den ene gengiver positive halvcyklusser af signalet, den anden - negative. Forestil dig nu, at de begge arbejder for en fælles belastning. I dette tilfælde vil vi modtage en normal, uforvrænget vekselstrøm i belastningen - et signal, som om det var syet fra to halvdele (fig. 10).
Ris. 10 Push-pull kaskade og forstærkningsklasser.
Sandt nok, for at opnå et uforvrænget signal fra to forvrængede, var vi nødt til at skabe et relativt komplekst kredsløb til at sy halvdelene sammen (et sådant kredsløb, som diskuteret ovenfor i denne artikel, kaldes push-pull), i det væsentlige bestående af to uafhængige forstærkningstrin. Men som forklaret ovenfor giver vores tab (i dette tilfælde komplikationen af forstærkerkredsløbet) en væsentlig større gevinst. Den samlede effekt, som en push-pull forstærker udvikler, er større end den effekt, som begge halvdele ville producere hver for sig. Og "omkostningerne" på en watt af udgangssignalet viser sig at være betydeligt mindre end i en enkelt-endet forstærker. I et ideelt tilfælde (switch mode) kan en watt udgangssignal opnås for det samme watt strømforbrug, det vil sige, i et ideelt tilfælde kan effektiviteten af en push-pull forstærker nå 100 procent. Den reelle effektivitet er selvfølgelig lavere: i praksis er den 67%. Men i en single-ended forstærker, der fungerer i en klasse EN, vi opnåede en effektivitet svarende til 50%, også kun i det ideelle tilfælde. Men i virkeligheden giver en single-ended forstærker dig mulighed for at opnå en effektivitet på ikke mere end 30 - 40%. Og derfor i en push-pull forstærker koster hver watt udgangseffekt os to til tre gange "billigere" end i en enkelt-cyklus forstærker. For bærbart transistorudstyr er det især vigtigt at øge effektiviteten vigtig. Jo højere virkningsgrad, desto lavere energiforbrug for solfangerbatteriet ved samme udgangseffekt. Og det betyder til gengæld, at jo højere effektiviteten er, jo sjældnere skal dette batteri skiftes, eller jo mindre kan batteriet være med en konstant levetid. Derfor bruges push-pull-forstærkere i miniaturetransistorudstyr, især i miniaturemodtagere, hvor det ser ud til at være nødvendigt at spare vægt og plads, inklusive en række unødvendige dele i kredsløbet til dette formål. Kredsløb af push-pull forstærkere til gentagelse vil blive givet ind praktisk arbejde. I næsten alle kredsløb af push-pull bruges transistor slutforstærkere, klasse AB eller B. Men når der arbejdes i klassen B nogle svære at fjerne forvrængninger forekommer (på grund af bøjningen af input-karakteristikken), og denne klasse bruges sjældnere i lavfrekvente forstærkere. Klasse C bruges slet ikke i disse forstærkere på grund af forekomsten af uundgåelig forvrængning. Styrespændingen tilføres udgangstransistorerne fra den såkaldte faseinversionskaskade , lavet på en transistor i henhold til et transformerkredsløb. Der er andre ordninger basreflekser , men de udfører alle den samme opgave; de skaber to modfasespændinger, der skal påføres baserne på push-pull-transistorerne. Hvis den samme spænding påføres disse transistorer, vil de ikke fungere gennem et ur, men synkront, og derfor vil begge kun forstærke positive eller omvendt kun negative halvcyklusser af signalet. For at transistorerne i push-pull-kaskaden kan fungere skiftevis, er det nødvendigt at anvende på deres baser, som nævnt ovenfor modfasespændinger . I en faseinverter med en transformer opnås to styrespændinger ved at dele sekundærviklingen i to lige store dele. Og disse spændinger bliver antifase, fordi sekundærviklingens midtpunkt er jordet. Når et "plus" vises i dens øvre (ifølge diagrammet) ende i forhold til midtpunktet, vises et "minus" i den nedre ende i forhold til dette punkt. Og da spændingen er variabel, skifter "plus" og "minus" altid plads (fig. 11).
Ris. 11 Basrefleksen skaber to variabel spænding, ude af fase med 180 grader.
Transformer basrefleks enkel og pålidelig, den skal praktisk talt ikke sættes op. En push-pull forstærker til en transistormodtager eller en lille radio kan samles ved hjælp af et hvilket som helst af de lavfrekvente forstærkerkredsløb, der vil blive givet i praktisk arbejde eller kredsløbene i en industriel modtager. For eksempel i henhold til skemaet for modtagerne "Alpinist", "Neva-2", "Spidola" osv.
Lidt flere detaljer om den negative feedback, der blev nævnt i begyndelsen af denne artikel, når man beskrev single-endede forstærkere. Hvordan reducerer negativ feedback forvrængning og korrigerer signalformen? For at besvare dette spørgsmål skal vi huske, at bølgeformsforvrængning i det væsentlige betyder udseendet af nye harmoniske , nye sinusformede komponenter. Langs den negative feedback-kæde dukkede nye op som et resultat harmonisk forvrængning tilføres forstærkerens indgang i en sådan fase (modfase), at de dæmper sig selv. Effekten af disse harmoniske ved udgangen af forstærkeren er mindre, end den ville være uden feedback. Samtidig svækkes naturligvis også de nyttige komponenter, som et uforvrænget signal skal være sammensat af, men det er en sag, der kan fikses. For at kompensere for denne skadelige negative feedback-aktivitet kan du øge niveauet af signalet, der kommer ind i forstærkerens input, måske endda tilføje endnu et trin for at gøre dette. Negativ feedback i lavfrekvente forstærkere, især push-pull forstærkere, der fungerer i klasser AB Og B, finder meget bred anvendelse: negativ feedback giver dig mulighed for at gøre noget, der ikke kan opnås på nogen anden måde, det tillader det reducere bølgeformsforvrængning, reducere såkaldt ikke-lineær forvrængning . Negativ feedback giver dig mulighed for at udføre en anden vigtig operation: juster tonen, det vil sige i den ønskede retning lave om frekvensrespons forstærker Fig. 12 .
Ris. 12. Tilnærmet graf over amplitude-frekvensrespons (AFC) for forstærkere. En lignende graf kan karakterisere frekvensresponsen for enhver forstærker.
Denne karakteristik viser, hvordan forstærkningen ændres med signalets frekvens. For en ideel forstærker er frekvensresponsen simpelthen en lige linje: forstærkningen ved alle frekvenser er den samme for en sådan forstærker. Men i en rigtig forstærker er frekvensresponsen bøjet, oversvømmet i området med de laveste og højeste frekvenser. Det betyder, at de lave og høje frekvenser i lydområdet er mindre forstærket end mellemfrekvenserne. Årsagerne til udseendet af sådanne blokeringer i frekvensresponsen kan være forskellige, men de har en fælles rod. Ujævn gevinst på forskellige frekvenser Det viser sig, fordi kredsløbet indeholder reaktive elementer, kondensatorer og spoler, hvis modstand varierer med frekvensen. Der er mange måder at korrigere frekvensresponsen på, bl.a introduktion af frekvensafhængige elementer i feedbackkredsløbet. Et eksempel på sådanne elementer er kæden R13, C9 i forstærkeren vist i (fig. 13).
Ris. 13 Praktisk design af en transformerløs push-pull forstærker.
Modstanden i denne kæde stiger med faldende frekvens, feedbacken falder, og på grund af dette skabes en vis stigning i frekvensresponsen i de lavere frekvenser. Forstærkeren har flere negative feedback-kredsløb. Dette er kondensator C6, der forbinder kollektoren af transistoren T2 til dens base; modstand R12, som ikke kun leverer en konstant forspænding til udgangstransistorernes baser, men også en del af udgangssignalet. En kæde, der skaber feedback fra det tredje trin til det andet, men ikke i vekselstrøm, men i jævnstrøm (en sådan feedback øger forstærkerens termiske stabilitet). Det dynamiske hoved er forbundet med udgangstransistorernes kollektorkredsløb gennem en isolationskondensator C4. Modstanden af svingspolen i dette kredsløb kan være 6 - 10 ohm. Forstærkeren udvikler effekt op til 100 mW. med en indgangssignalspænding på ca. 30 - 50 mV. Der er ganske stort antal kredsløb af transformerløse forstærkere, der bruger transistorer med forskellige ledningsevner. De fleste af dem bruger sammensatte transistorer i udgangstrinnet, det vil sige, at der er to transistorer med i hver arm. Fraværet af transformere og en reduktion i antallet af koblingskondensatorer gør det muligt for sådanne forstærkere at opnå en meget god frekvensgang. Men for en nybegynder radioamatør kommer denne gevinst til en ret høj pris. Transformerløse forstærkere, og endda med sammensatte transistorer, det er ikke altid nemt at sætte op. Og derfor, hvis du endnu ikke har meget erfaring med at opsætte transistorudstyr, er det bedre at samle forstærkeren ved hjælp af et klassisk push-pull-kredsløb med transformere (fig. 14).
Ris. 14 Push-pull ULF med transformator udgangstrin.
Hovedtræk ved denne forstærker er en fast bias fra et separat batteri B2 til bunden af det første trin T1. På grund af dette forbliver kollektorstrømmen af transistoren T1 praktisk talt uændret, når spændingen på kollektorbatteriet falder ned til 3,5 V. Fra bunden af deleren R4, R5, der er forbundet med emitterkredsløbet T1, påføres en forspænding til baserne af udgangstrinstransistorerne. Og derfor, når kollektorspændingen falder, ændres forspændingen af transistorer T2, T3 ikke. Som følge heraf arbejder forstærkeren kl underspænding, dog med lavere udgangseffekt (ved 3,5 V, 20 mW), men uden forvrængning. Strømforbruget fra batteri B2 overstiger ikke 500 μA. Forstærkeren har den enkleste regulator klang R6 og tilbagekoblingskredsløb R8, C8 reducerer forvrængning. Modstand R9 er nødvendig, så når B2 er slukket (det kan ske, at Bk2 åbner kredsløbet nogle brøkdele af et sekund tidligere end Bk1, ender transistor T1 ikke med en "hængende base." Kondensatorer C7, C6 er negative feedback-elementer der forhindrer selvexcitering ved supersoniske frekvenser Samme opgave udføres af kondensator C3 Transformatorer Tr1 og Tr2 tages fra Mountaineer-modtageren Et dynamisk hoved med en svingspolemodstand på omkring 4 - 6 ohm Med en kollektorspænding på 9 V. forstærkeren udvikler en effekt på 180 mW. og forbruger fra batteriet B2 strøm er ikke mere end 20 - 25 mA. Hvis du har brug for at øge udgangseffekten, kan du inkludere kraftige transistorer som T2 og T3, for eksempel P201. I i dette tilfælde skal du halvere R7 og vælge R5, så den samlede hvilekollektorstrøm T2 og T3 var 15 - 25 mA. For kraftige transistorer har du brug for en anden udgangstransformator, for eksempel med følgende data: kerne med en kryds- sektion på ca. 3,5 cm2 (B17 x 17); primærvikling 330 + 330 vindinger PEV 0,31, sekundærvikling 46 vindinger PEV 0,51. Med P201 transistorer udvikler forstærkeren en udgangseffekt på 1,52 - 2 W. Opsætning af alle lavfrekvente forstærkere kommer ned til at vælge transistortilstande. For push-pull-kredsløb anbefales det først at vælge transistorer med lignende parametre for begge arme: strømforstærkning og omvendt strøm kollektor Hvis alle dele er i funktionsdygtig stand, og kredsløbet er samlet korrekt, begynder forstærkeren som regel straks at arbejde. Og det eneste alvorlige problem, der kan opdages, når du tænder for forstærkeren, er selv-excitering. En måde at bekæmpe dette på er at indføre afkoblingsfiltre, som forhindrer kommunikation mellem trin gennem strømforsyninger.
Praktisk arbejde
I praktisk arbejde vil jeg gerne præsentere nogle flere simple forstærkere for at gentage og konsolidere den teoretiske del af denne artikel. Eksemplerne på push-pull-forstærkere, der er givet sidst i artiklen, er også ret velegnede til gentagelse. Disse diagrammer er, ligesom mange andre tegninger, hentet fra litterære kilder fra 60'erne og 70'erne, men de har ikke mistet deres relevans. Hvorfor, spørger du, bruger jeg så forældede tegninger? Jeg vil sige, at der er mindst 2 grunde: 1). Jeg har desperat ikke tid nok til at tegne dem selv, selvom jeg stadig prøver at tegne nogle af dem. 2). Mærkeligt nok er det tegningerne fra litteraturen fra tidligere, længe glemte år, der fuldt ud afspejler essensen af de processer, der studeres. Formentlig er det ikke jagten på honorarer, som det er kutyme nu, der har en effekt, men vigtigheden af en høj kvalitet i præsentationen af materialet. Og det var ikke for ingenting, at man censurerede arbejdere i de år. spiste deres brød.
Så i stedet for transistorer P13 - P16 angivet på diagrammerne, kan du bruge MP39 - 42, MP37, MP38; fra siliciumtransistorer kan du bruge henholdsvis KT315, KT361, vær opmærksom på typen af ledningsevne og effekt af de anvendte transistorer . Hvis forstærkeren har kraftige udgangstransistorer af typen P213 - 215 i kredsløbet, kan de normalt udskiftes med siliciumkraftige transistorer af typen KT814 - 817 eller KT805, KT837, under hensyntagen til ledningsevnens type. Under alle omstændigheder, når du udskifter germaniumtransistorer med siliciumtransistorer, er det nødvendigt at justere modstandsværdierne i de udskiftede transistorers kredsløb.
En simpel transformerløs push-pull forstærker med en effekt på 1,5 W. Højfrekvente transistoren P416 bruges her for at reducere støjen fra indgangstrinnet så meget som muligt, fordi den udover at være højfrekvent også er støjsvag. I praksis kan den udskiftes med MP39 - 42, med forringelse støjegenskaber hhv. eller på siliciumtransistorer KT361 eller KT3107 med et hvilket som helst bogstav.. For at forhindre forvrængning af "trin"-typen, er en diode VD1 - D9, som du brugte i detektor modtager, på grund af hvilken der dannes en forspænding ved basen af transistorerne. Spændingen ved midtpunktet (den negative terminal på kondensator C2) vil være lig med 4,5V. Den installeres ved at vælge modstande R2, R4. Den maksimalt tilladte driftsspænding for kondensator C2 kan være 6V.
Flere forstærker muligheder 1., 2., tilgængelig for gentagelse af begyndende radioamatører, inklusive dem, der bruger siliciumtransistorer. Muligheder for en forforstærker og en simpel passiv toneblok er også vist. (åbnes i et separat vindue).
|Efter at have købt god bærbar eller en fed telefon, vi er glade for købet, og beundrer enhedens mange funktioner og hastighed. Men så snart vi forbinder gadgetten til højttalerne for at lytte til musik eller se en film, forstår vi, at lyden fra enheden, som de siger, "svigter os." I stedet for fuld og klar lyd hører vi en uforståelig hvisken med baggrundsstøj.
Men bliv ikke ked af det og skæld ud på producenterne; du kan selv løse lydproblemet. Hvis du ved lidt om mikrokredsløb og forstår at lodde godt, så bliver det ikke svært for dig at lave din egen lydforstærker. I vores artikel vil vi fortælle dig, hvordan du laver en lydforstærker til hver type enhed.
I den indledende fase af oprettelsen af en forstærker skal du finde værktøjer og købe komponenter. Forstærkerkredsløbet er lavet på et printkort ved hjælp af et loddekolbe. For at skabe mikrokredsløb skal du bruge specielle loddestationer, der kan købes i butikken. Brugen af et printkort giver dig mulighed for at gøre enheden kompakt og nem at bruge. 
Lydforstærker
Glem ikke funktionerne i kompakte enkeltkanalsforstærkere baseret på TDA-seriens mikrokredsløb, hvoraf den vigtigste er udvalget stor mængde varme. Prøv derfor at indre struktur forstærker, undgå kontakt af mikrokredsløbet med andre dele. Til yderligere køling forstærker, anbefales det at bruge et kølergitter til at aflede varme. Størrelsen på gitteret afhænger af mikrokredsløbets model og forstærkerens effekt. Planlæg på forhånd et sted til kølepladen i forstærkerhuset.
En anden funktion hjemmelavet Lydforstærkeren er lavt strømforbrug. Dette giver dig igen mulighed for at bruge forstærkeren i en bil ved at tilslutte den til et batteri eller på vejen ved hjælp af batteristrøm. Forenklede forstærkermodeller kræver en strømspænding på kun 3 volt. 
Grundlæggende forstærkerelementer
Hvis du er en nybegynder radioamatør, så for mere behageligt arbejde, anbefaler vi, at du bruger et specielt computerprogram - Sprint Layout. Med dette program kan du selvstændigt oprette og se diagrammer på din computer. Bemærk venligst, at oprettelse af din egen ordning kun giver mening, hvis du har tilstrækkelig erfaring og viden. Hvis du er en uerfaren radioamatør, så brug færdige og gennemprøvede kredsløb.
Nedenfor giver vi diagrammer og beskrivelser forskellige muligheder lydforstærker:
Hovedtelefonforstærker
Lydforstærkeren til bærbare hovedtelefoner har nr høj effekt, men bruger meget lidt energi. Dette er en vigtig faktor for mobile forstærkere, der drives af batterier. Du kan også placere et stik på enheden til strømforsyning via en 3 volt adapter. 
Hjemmelavet hovedtelefonforstærker
For at lave en hovedtelefonforstærker skal du bruge:
- Chip TDA2822 eller analog KA2209.
- Forstærker samling diagram.
- Kondensatorer 100 uF 4 stk.
- Hovedtelefonstik.
- Adapterstik.
- Cirka 30 centimeter kobbertråd.
- Kølepladeelement (til lukket kasse).
- Printplade.
- Chip TDA 7231.
- 9 volt strømforsyning.
- Hus til placering af komponenter.
- Ikke-polær kondensator 0,1 µF - 2 stk.
- Polar kondensator 100 uF - 1 stk.
- Polar kondensator 220 uF - 1 stk.
- Polar kondensator 470 uF - 1 stk.
- Konstant modstand 10 Kom - 1 stk.
- Konstant modstand 4,7 Ohm - 1 stk.
- To-positions kontakt - 1 stk.
- Højttalerindgangsstik - 1 stk.
- Indgangseffekt er 25 watt pr. kanal i 4 ohm og 40 watt pr. kanal i 2 ohm.
- Forsyningsspænding 6-18 volt.
- Reproducerbart frekvensområde 20-20000 Hz.
- Forenklet installation på grund af det lille antal elementer.
- Der er ingen grund til at sortere transistorer i komplementære par.
- 10 watt effekt, tilstrækkeligt til stuer.
- God kompatibilitet med nye lydkort og spillere.
- Fremragende lydkvalitet.
- Filterkondensatorer 4 stykker - 2700 rubler.
- Transformer - 2200 rubler.
- Radiatorer - 1800 rubler.
- Udgangstransistorer - 6-8 stykker, 900 rubler.
- Små elementer (modstande, kondensatorer, transistorer, dioder) omkring 2000 rubler.
- Stik - 600 rubler.
- Plexiglas - 650 rubler.
- Maling - 250 rubler.
- Board, ledninger, lodning omkring - 1000 rubler
- Klasse A- forstærkere af denne klasse fungerer uden signalafskæring i den lineære del af strøm-spændingskarakteristikken for forstærkerelementerne, hvilket sikrer et minimum af ikke-lineære forvrængninger. Men der er en pris at betale stor størrelse forstærker og kæmpe strømforbrug. Effektiviteten af en klasse A-forstærker er kun 15-30%. Denne klasse inkluderer rør- og transistorforstærkere.
- Klasse B- Klasse B-forstærkere fungerer med en signalafskæring på 90 grader. Til denne driftsform bruges den push-pull kredsløb, hvor hver del forstærker sin halvdel af signalet. Den største ulempe ved klasse B-forstærkere er signalforvrængning på grund af en trinvis overgang fra en halvbølge til en anden. Fordelen ved denne klasse af forstærkere overvejes høj effektivitet, nogle gange når 70 %. Men på trods af den høje ydeevne, moderne modeller Klasse B forstærker, finder du ikke på hylderne.
- Klasse AB er et forsøg på at kombinere forstærkere af klasserne beskrevet ovenfor for at opnå fravær af signalforvrængning og høj effektivitet.
- Klasse H- designet specielt til biler, der har en begrænsning af den spænding, der forsyner udgangstrinene. Årsagen til oprettelsen af klasse H-forstærkere er, at det rigtige lydsignal er pulseret i naturen, og dets gennemsnitlige effekt er meget lavere end spidseffekten. Kredsløbet i denne klasse af forstærkere er baseret på et simpelt kredsløb til en klasse AB-forstærker, der fungerer i et brokredsløb. Der er kun tilføjet et specielt kredsløb til fordobling af forsyningsspændingen. Hovedelementet i fordoblingskredsløbet er en lagringskondensator med stor kapacitet, som konstant oplades fra hovedstrømkilden. Ved effektspidser er denne kondensator forbundet af styrekredsløbet til hovedstrømforsyningen. Forsyningsspændingen til forstærkerens udgangstrin fordobles, så den kan håndtere signalspidser. Effektiviteten af klasse H-forstærkere når op på 80 %, med signalforvrængning på kun 0,1 %.
- Klasse D er en separat klasse af forstærkere kaldet "digitale forstærkere". Digital transformation giver yderligere lydbehandlingsmuligheder: fra justering af lydstyrke og klang til implementering af digitale effekter såsom efterklang, støjreduktion og akustisk feedbackundertrykkelse. I modsætning til analoge forstærkere er outputtet fra klasse D-forstærkere en firkantbølge. Deres amplitude er konstant, men deres varighed varierer afhængigt af amplituden af det analoge signal, der kommer ind i forstærkerindgangen. Effektiviteten af forstærkere af denne type kan nå 90% -95%.
Hovedtelefonforstærkerkredsløb
Forstærkeren er fremstillet på et printkort eller monteret. Brug ikke en pulstransformator med denne type forstærker, da det kan forårsage interferens. Efter fremstillingen er denne forstærker i stand til at levere kraftfuld og behagelig lyd fra en telefon, afspiller eller tablet.
Du kan se en anden version af en hjemmelavet hovedtelefonforstærker i videoen:
Lydforstærker til bærbar
En forstærker til en bærbar computer er samlet i tilfælde, hvor strømmen fra de indbyggede højttalere ikke er nok til normal lytning, eller hvis højttalerne er ude af drift. Forstærkeren skal være designet til eksterne højttalere op til 2 watt og viklingsmodstand op til 4 ohm. 
Lydforstærker til bærbar
For at samle forstærkeren skal du bruge:
Lydforstærkerkredsløb til bærbar
Monteringsrækkefølgen bestemmes uafhængigt af diagrammet. Køleradiatoren skal være af en sådan størrelse, at arbejdstemperatur inde i forstærkerhuset ikke oversteg 50 grader Celsius. Hvis du planlægger at bruge enheden udendørs, skal du lave en sag til den med huller til luftcirkulation. Til sagen kan du bruge en plastikbeholder eller plastikkasser fra gammelt radioudstyr.
Visuelle instruktioner du kan se i videoen:
Lydforstærker til bilradio
Denne forstærker til en bilradio er samlet på en TDA8569Q-chip; kredsløbet er ikke kompliceret og meget almindeligt. 
Lydforstærker til bilradio
Mikrokredsløbet har følgende erklærede egenskaber:
Til brug i en bil skal der tilføjes et filter til kredsløbet for at forhindre interferens genereret af generatoren og tændingssystemet. Mikrokredsløbet har også beskyttelse mod udgangskortslutning og overophedning. 
Lydforstærkerkredsløb til bilradio
Foretag et køb med henvisning til det præsenterede diagram nødvendige komponenter. Tegn derefter printkortet og bor huller i det. Æts derefter pladen med jernklorid. Til sidst fikser vi og begynder at lodde komponenterne i mikrokredsløbet. Bemærk venligst, at det er bedre at dække strømvejene med et tykkere lag loddemiddel, så der ikke er strømudtag.
Du skal installere en heatsink på chippen eller organisere aktiv køling ved hjælp af en køler, ellers hvornår øget volumen forstærkeren vil overophedes.
Efter montering af mikrokredsløbet er det nødvendigt at lave et strømfilter i henhold til diagrammet nedenfor: 
Interferensfilterkredsløb
Droslen i filteret er viklet i 5 omgange, med en ledning med et tværsnit på 1-1,5 mm, på en feritring med en diameter på 20 mm.
Dette filter kan også bruges, hvis din radio opfanger interferens.
Opmærksomhed! Pas på ikke at vende strømforsyningens polaritet, ellers vil mikrokredsløbet brænde ud med det samme.
Du kan også lære at lave en forstærker til et stereosignal fra videoen:
Transistor lydforstærker
Brug nedenstående kredsløb som kredsløb til en transistorforstærker: 
Transistor audio forstærker kredsløb
Ordningen, selvom den er gammel, har mange fans af følgende grunde:
Begynd at samle forstærkeren med strømforsyning. Adskil de to kanaler for stereo med to sekundære viklinger, der kommer fra den samme transformer. På brødbrættet laver du broer ved hjælp af Schottky-dioder til ensretteren. Efter broerne er der CRC-filtre bestående af to 33.000 uF kondensatorer og en 0,75 Ohm modstand imellem dem. En kraftig cementmodstand er nødvendig til filteret; ved en hvilestrøm på op til 2A vil den sprede 3 W varme, så det er bedre at tage den med en margin på 5-10 W. For de resterende modstande i kredsløbet vil en effekt på 2 W være nok. 
Transistor forstærker
Lad os gå videre til forstærkerkortet. Alt undtagen udgangstransistorerne Tr1/Tr2 er på selve kortet. Udgangstransistorerne er monteret på radiatorer. Det er bedre først at opsætte modstande R1, R2 og R6 som trimmere, aflodde dem efter alle justeringer, måle deres modstand og lodde de endelige konstante modstande med samme modstand. Indstillingen kommer ned til følgende operationer - ved hjælp af R6 indstilles den således, at spændingen mellem X og nul er præcis halvdelen af spændingen +V og nul. Derefter, ved hjælp af R1 og R2, indstilles hvilestrømmen - vi indstiller testeren til at måle jævnstrøm og måle strømmen ved strømforsyningens positive indgangspunkt. Hvilestrømmen for en forstærker i klasse A er maksimal, og i mangel af et indgangssignal går det hele til termisk energi. For 8 ohm højttalere bør denne strøm være 1,2 A ved 27 volt, hvilket betyder 32,4 watt varme pr. kanal. Da indstilling af strømmen kan tage flere minutter, skal udgangstransistorerne allerede være på køleradiatorer, ellers vil de hurtigt overophedes.
Når du justerer og sænker forstærkerens modstand, kan den lavfrekvente afskæringsfrekvens stige, så for indgangskondensatoren er det bedre at bruge ikke 0,5 µF, men 1 eller endda 2 µF i en polymerfilm. Det menes det denne ordning ikke tilbøjelig til selv-excitation, men for en sikkerheds skyld placeres et Zobel-kredsløb mellem punkt X og jord: R 10 Ohm + C 0,1 μF. Sikringer skal placeres både på transformeren og på strømindgangen til kredsløbet.
Det er en god idé at bruge termisk pasta for at sikre maksimal kontakt mellem transistoren og kølepladen.
Nu et par ord om sagen. Størrelsen af sagen bestemmes af radiatorer - NS135-250, 2500 kvadratcentimeter for hver transistor. Selve kroppen er lavet af plexiglas eller plastik. Efter at have samlet forstærkeren, før du begynder at nyde musikken, er det nødvendigt at fordele jorden korrekt for at minimere baggrundsstøj. For at gøre dette skal du forbinde SZ til minus af input-output og tilslutte de resterende minusser til "stjernen" nær filterkondensatorerne. 
Transistor lydforstærkerhus
omtrentlige omkostninger Forsyninger for en transistor lydforstærker:
Det resulterende beløb er 12.100 rubler.
Du kan også se en video om montering af en forstærker ved hjælp af germanium-transistorer:
Rør lydforstærker
Kredsløbet af en simpel rørforstærker består af to trin - en 6N23P forforstærker og en 6P14P effektforstærker. 
Rørforstærkerkredsløb
Som det fremgår af diagrammet, fungerer begge kaskader i triodeforbindelse, og lampernes anodestrøm er tæt på grænsen. Strømmene justeres af katodemodstande - 3mA for indgangen og 50mA for udgangslampen.
Dele, der bruges til en rørforstærker, skal være nye og af høj kvalitet. Den tilladte afvigelse af modstandsværdier kan være plus eller minus 20%, og kapacitanserne for alle kondensatorer kan øges med 2-3 gange.
Filterkondensatorer skal være designet til en spænding på mindst 350 volt. Mellemtrinskondensatoren skal også være designet til samme spænding. Transformatorer til forstærkeren kan være almindelige - TV31-9 eller en mere moderne analog - TWSE-6. 
Rør lydforstærker
Det er bedre ikke at installere en stereolydstyrke- og balancekontrol på forstærkeren, da disse justeringer kan foretages i selve computeren eller afspilleren. Indgangslampen er valgt fra - 6N1P, 6N2P, 6N23P, 6N3P. Udgangspentoden er 6P14P, 6P15P, 6P18P eller 6P43P (med øget katodemodstand).
Selvom du har en fungerende transformer, er det bedre at bruge en almindelig transformer med en 40-60 watt ensretter til at tænde for kloforstærkeren for første gang. Først efter vellykket test og tuning af forstærkeren kan pulstransformatoren installeres.
Brug standardstik til stik og kabler; for at tilslutte højttalere er det bedre at installere 4-bens "pedaler".
Huset til kloforstærkeren er normalt lavet af en skal gammel teknologi eller tilfælde af systemenheder.
Du kan se en anden version af en rørforstærker i videoen:
Klassificering af lydforstærkere
For at du kan bestemme, hvilken klasse af lydforstærkere den enhed, du har samlet, tilhører, skal du læse UMZCH-klassifikationen nedenfor:
Klasse A forstærker 
Klasse B forstærker 
Klasse AB forstærker 
Klasse H forstærker 
Klasse D forstærker Afslutningsvis vil jeg sige, at arbejdet med radioelektronik kræver en stor mængde viden og erfaring, som tilegnes over lang tid. Derfor, hvis noget ikke fungerer for dig, skal du ikke blive afskrækket, forstærk din viden fra andre kilder og prøv igen!