Lavfrekvent forstærker med kraftfulde transistorer. Transistor lavfrekvent effektforstærker uden feedback
Lavfrekvente forstærkere (LF) bruges til at konvertere svage signaler, overvejende i lydområdet, til kraftigere signaler, der er acceptable for direkte perception gennem elektrodynamiske eller andre lydemittere.
Bemærk, at højfrekvente forstærkere op til frekvenser på 10...100 MHz er bygget i henhold til lignende kredsløb; forskellen kommer oftest ned på det faktum, at kapacitansværdierne af kondensatorerne på sådanne forstærkere falder lige så mange gange som frekvensen af det højfrekvente signal overstiger frekvensen af det lavfrekvente.
En simpel forstærker med en transistor
Den enkleste ULF, lavet efter skemaet med almindelig udsender, vist i fig. 1. En telefonkapsel bruges som belastning. Den tilladte forsyningsspænding for denne forstærker er 3...12 V.
Det er tilrådeligt at bestemme værdien af forspændingsmodstanden R1 (tiere kOhms) eksperimentelt, da dens optimale værdi afhænger af forstærkerens forsyningsspænding, telefonkapslens modstand og transmissionskoefficienten for en bestemt transistor.
Ris. 1. Kredsløb af en simpel ULF på en transistor + kondensator og modstand.
For at vælge startværdien af modstanden R1 skal det tages i betragtning, at dens værdi skal være cirka hundrede eller flere gange større end modstanden inkluderet i belastningskredsløbet. For at vælge en forspændingsmodstand anbefales det at forbinde i serie konstant modstand modstand 20...30 kOhm og variabel modstand 100... 1000 kOhm, hvorefter, ved at tilføre et lydsignal med lille amplitude til forstærkerindgangen, for eksempel fra en båndoptager eller afspiller, ved at dreje den variable modstandsknap for at opnå bedste kvalitet signal ved højeste lydstyrke.
Kapacitansværdien af overgangskondensatoren C1 (fig. 1) kan variere fra 1 til 100 μF: Jo større værdien af denne kapacitans er, jo lavere frekvenser kan ULF forstærke. For at mestre teknikken til at forstærke lave frekvenser anbefales det at eksperimentere med udvælgelsen af elementværdier og driftstilstande for forstærkere (fig. 1 - 4).
Forbedrede single-transistor forstærker muligheder
Mere kompliceret og forbedret sammenlignet med diagrammet i fig. 1 forstærkerkredsløb er vist i fig. 2 og 3. I diagrammet i fig. 2 amplifikationstrin indeholder desuden en kæde af frekvensafhængig negativ feedback(modstand R2 og kondensator C2), hvilket forbedrer signalkvaliteten.
Ris. 2. Diagram af en enkelt-transistor ULF med en kæde af frekvensafhængig negativ feedback.
Ris. 3. Single-transistor forstærker med en divider til at levere forspænding til bunden af transistoren.
Ris. 4. Enkelttransistorforstærker med automatisk biasindstilling for transistorbasen.
I diagrammet i fig. 3 indstilles forspændingen til bunden af transistoren mere "stift" ved hjælp af en divider, som forbedrer forstærkerens driftskvalitet, når dens driftsbetingelser ændres. "Automatisk" forspændingsindstilling baseret på en forstærkende transistor bruges i kredsløbet i fig. 4.
To-trins transistor forstærker
Ved at forbinde to simple forstærkningstrin i serie (fig. 1), kan du opnå en to-trins ULF (fig. 5). Forstærkningen af en sådan forstærker er lig med produktet af forstærkningsfaktorerne for individuelle trin. Det er dog ikke let at opnå en stor stabil forstærkning med en efterfølgende stigning i antallet af trin: forstærkeren vil højst sandsynligt selv-excitere.
Ris. 5. Kredsløb af en simpel to-trins lavfrekvent forstærker.
Nye udviklinger af lavfrekvente forstærkere, hvis diagrammer ofte er angivet på siderne af magasiner seneste år, forfølge målet om at opnå en minimum ikke-lineær forvrængningsfaktor, øge udgangseffekten, udvide det forstærkede frekvensbånd osv.
Samtidig under opsætning forskellige enheder og udfører eksperimenter, har du ofte brug for en simpel ULF, som kan samles på få minutter. En sådan forstærker skal indeholde et minimum antal knappe elementer og fungere over en bred vifte af ændringer i forsyningsspænding og belastningsmodstand.
ULF-kredsløb baseret på felteffekt- og siliciumtransistorer
Kredsløbet for en simpel lavfrekvent effektforstærker med direkte kobling mellem trin er vist i fig. 6 [Rl 3/00-14]. Forstærkerens indgangsimpedans bestemmes af potentiometer R1's rating og kan variere fra hundredvis af ohm til titusinder af megohm. Du kan tilslutte en belastning med en modstand fra 2...4 til 64 Ohm og højere til forstærkerudgangen.
Til højmodstandsbelastninger kan KT315-transistoren bruges som VT2. Forstærkeren er operationel i området for forsyningsspændinger fra 3 til 15 V, selvom dens acceptable ydeevne opretholdes, selv når forsyningsspændingen er reduceret til 0,6 V.
Kapacitansen for kondensator C1 kan vælges i området fra 1 til 100 μF. I sidstnævnte tilfælde (C1 = 100 μF) kan ULF operere i frekvensbåndet fra 50 Hz til 200 kHz og højere.
Ris. 6. Ordning simpel forstærker lav frekvens på to transistorer.
Amplituden af ULF-indgangssignalet bør ikke overstige 0,5...0,7 V. Forstærkerens udgangseffekt kan variere fra titusvis af mW til enheder af W afhængigt af belastningsmodstanden og størrelsen af forsyningsspændingen.
Opsætning af forstærkeren består af valg af modstande R2 og R3. Med deres hjælp er spændingen ved afløbet af transistoren VT1 sat lig med 50...60% af strømkildespændingen. Transistor VT2 skal installeres på en køleplade (radiator).
Spor-kaskade ULF med direkte kobling
I fig. Figur 7 viser et diagram over en anden tilsyneladende simpel ULF med direkte forbindelser mellem kaskader. Denne form for forbindelse forbedrer forstærkerens frekvensegenskaber i lavfrekvensområdet, og kredsløbet som helhed er forenklet.
Ris. 7. Skematisk diagram tre-trins ULF med direkte forbindelse mellem etaper.
Samtidig er tuning af forstærkeren kompliceret af, at hver forstærkermodstand skal vælges individuelt. Omtrent forholdet mellem modstande R2 og R3, R3 og R4, R4 og R BF bør være i området (30...50) til 1. Modstand R1 skal være 0,1...2 kOhm. Beregning af forstærkeren vist i fig. 7 kan findes i litteraturen, for eksempel [R 9/70-60].
Kaskade ULF-kredsløb ved hjælp af bipolære transistorer
I fig. 8 og 9 viser kredsløb af kaskode-ULF'er, der anvender bipolære transistorer. Sådanne forstærkere har en ret høj forstærkning Ku. Forstærker i fig. 8 har Ku=5 i frekvensbåndet fra 30 Hz til 120 kHz [MK 2/86-15]. ULF ifølge diagrammet i fig. 9 med en harmonisk koefficient på mindre end 1% har en forstærkning på 100 [RL 3/99-10].
Ris. 8. Kaskade ULF på to transistorer med forstærkning = 5.
Ris. 9. Kaskade ULF på to transistorer med forstærkning = 100.
Økonomisk ULF med tre transistorer
For bærbart elektronisk udstyr er en vigtig parameter effektiviteten af ULF. Diagrammet af en sådan ULF er vist i fig. 10 [RL 3/00-14]. Her anvendes en kaskadeforbindelse af felteffekttransistor VT1 og bipolær transistor VT3, og transistor VT2 er forbundet på en sådan måde, at den stabiliserer driftspunktet for VT1 og VT3.
Efterhånden som indgangsspændingen stiger, shunter denne transistor emitter-basisforbindelsen af VT3 og reducerer værdien af strømmen, der flyder gennem transistorerne VT1 og VT3.
Ris. 10. Kredsløb af en simpel økonomisk lavfrekvent forstærker med tre transistorer.
Som i ovenstående kredsløb (se fig. 6) kan indgangsmodstanden for denne ULF indstilles i intervallet fra titusinder af ohm til titusinder af megohm. En telefonkapsel, for eksempel TK-67 eller TM-2V, blev brugt som belastning. Telefonkapslen, der er forbundet ved hjælp af et stik, kan samtidig tjene som en strømafbryder til kredsløbet.
ULF-forsyningsspændingen varierer fra 1,5 til 15 V, selvom enhedens funktionalitet bibeholdes, selv når forsyningsspændingen er reduceret til 0,6 V. I forsyningsspændingsområdet på 2... 15 V er den strøm, som forbruges af forstærkeren beskrevet af udtrykket:
1(μA) = 52 + 13*(Uppit)*(Uppit),
hvor Upit er forsyningsspændingen i volt (V).
Hvis du slukker for transistoren VT2, stiger den strøm, der forbruges af enheden, med en størrelsesorden.
To-trins ULF med direkte kobling mellem trin
Eksempler på ULF'er med direkte forbindelser og minimalt valg af driftstilstande er kredsløbene vist i fig. 11 - 14. De har høj gain og god stabilitet.
Ris. 11. Simpel to-trins ULF til en mikrofon (lavt støjniveau, høj forstærkning).
Ris. 12. To-trins lavfrekvent forstærker med KT315 transistorer.
Ris. 13. To-trins lavfrekvent forstærker med KT315 transistorer - mulighed 2.
Mikrofonforstærkeren (fig. 11) er karakteriseret lavt niveau selvstøj og høj forstærkning [MK 5/83-XIV]. En mikrofon af elektrodynamisk type blev brugt som VM1-mikrofon.
En telefonkapsel kan også fungere som en mikrofon. Stabilisering af driftspunktet (initial bias ved bunden af indgangstransistoren) af forstærkerne i fig. 11 - 13 udføres på grund af spændingsfaldet over emittermodstanden i det andet forstærkningstrin.
Ris. 14. To-trins ULF med felteffekttransistor.
Forstærkeren (fig. 14), som har en høj indgangsmodstand (ca. 1 MOhm), er lavet på en felteffekttransistor VT1 (kildefølger) og en bipolær transistor - VT2 (med en fælles).
Kaskade lavfrekvent forstærker felteffekttransistorer, som også har en høj indgangsimpedans, er vist i fig. 15.
Ris. 15. kredsløb af en simpel to-trins ULF med to felteffekttransistorer.
ULF-kredsløb til arbejde med lav-Ohm-belastninger
Typiske ULF'er designet til at fungere med lavimpedansbelastninger og har udgangseffekt snesevis af mW og derover er vist i fig. 16, 17.
Ris. 16. En simpel ULF til arbejde med en lav-modstandsbelastning.
Elektrodynamisk hoved BA1 kan tilsluttes forstærkerens udgang, som vist i fig. 16, eller diagonalt til broen (fig. 17). Hvis strømkilden er lavet af to serieforbundne batterier (akkumulatorer), kan den højre udgang af hovedet BA1 ifølge diagrammet tilsluttes deres midtpunkt direkte, uden kondensatorer SZ, C4.
Ris. 17. Kredsløb af en lavfrekvent forstærker med inklusion af en lavmodstandsbelastning i broens diagonal.
Hvis du har brug for et kredsløb til et simpelt rør ULF, så kan en sådan forstærker samles selv ved hjælp af et rør, se på vores elektronikhjemmeside i det tilsvarende afsnit.
Litteratur: Shustov M.A. Praktisk kredsløbsdesign (bog 1), 2003.
Rettelser i publikationen: i fig. 16 og 17, i stedet for diode D9 er der installeret en kæde af dioder.
Lavfrekvent forstærker (LF) er integreret del de fleste radioapparater såsom tv, afspillere, radioer og diverse husholdningsapparater. Lad os overveje to simple kredsløb to-trins ULF på.
Den første version af ULF på transistorer
I den første version er forstærkeren bygget på n-p-n siliciumtransistorer. Indgangssignalet kommer gennem variabel modstand R1, som igen er en belastningsmodstand for signalkildekredsløbet. forbundet til kollektorkredsløbet på transistoren VT2 på forstærkeren.
Opsætning af forstærkeren for den første mulighed kommer ned til at vælge modstand R2 og R4. Modstandsværdien skal vælges således, at milliammeteret forbundet med kollektorkredsløbet på hver transistor viser en strøm i området 0,5...0,8 mA. Ifølge det andet skema er det også nødvendigt at indstille kollektorstrømmen for den anden transistor ved at vælge modstanden R3.
I den første mulighed er det muligt at bruge transistorer af mærket KT312 eller deres udenlandske analoger, men det vil være nødvendigt at indstille den korrekte spændingsforspænding af transistorerne ved at vælge modstande R2, R4. I den anden mulighed er det igen muligt at bruge siliciumtransistorer af mærkerne KT209, KT361 eller udenlandske analoger. I dette tilfælde kan du indstille transistorernes driftstilstande ved at ændre modstanden R3.
I stedet for hovedtelefoner er det muligt at tilslutte en højimpedanshøjttaler til kollektorkredsløbet på transistor VT2 (begge forstærkere). Skal du have en kraftigere lydforstærkning, kan du sammensætte en forstærker, der giver en forstærkning på op til 15 W.
TRANSISTOR LAVFREKVENS FORSTÆRKERE. EFFEKT FORSTÆRKERE
På anmodning fra besøgende på webstedet præsenterer jeg din opmærksomhed en artikel, der udelukkende er viet til transistorforstærkere. I 8. lektion kom vi lidt ind på emnet forstærkere - forstærkningstrin på transistorer, så ved hjælp af denne artikel vil jeg forsøge at eliminere alle hullerne vedrørende transistorforstærkere. Nogle teoretisk grundlag præsenteret her er gyldige for både transistorforstærkere og rørforstærkere. I begyndelsen af artiklen vil de vigtigste typer og metoder til at tænde for forstærkertrin blive gennemgået; i slutningen af artiklen vil vi overveje de vigtigste fordele og ulemper ved single-ended transformer og transformerløse forstærkere, og vi vil overveje i særlige detalje push-pull transformer og transformerløse forstærkere, da de er ret ofte brugt og repræsenterer en stor interesse. Sidst i artiklen vil der som i tidligere lektioner være praktisk arbejde. Faktisk er denne artikel ikke forskellig fra lektionerne, med den eneste forskel, at denne og alle efterfølgende artikler vil have specifikke navne, som giver dig mulighed for at vælge et emne, du vil studere efter behag. Under alle omstændigheder, for at kunne vælge et af følgende emner med sikkerhed, skal du gå igennem fuldt kursus bestående af 10 lektioner.
Forstærker transistor trin Det er sædvanligt at kalde en transistor med modstande, kondensatorer og andre dele, der giver den driftsbetingelser som en forstærker. For højlydt at gengive lydfrekvensvibrationer skal transistorforstærkeren være mindst to - tre trin . I forstærkere, der indeholder flere trin, skelnes trin forforstærkning og output, eller sidste trin . Udgangstrinnet er det sidste trin i forstærkeren, som fungerer på telefoner eller det dynamiske hoved på en højttaler, og de indledende trin er alle trin foran den. Jobbet for et eller flere forforstærkertrin er at øge lydfrekvensspændingen til den værdi, der kræves for at drive udgangstrinstransistoren. Transistoren på udgangstrinnet er påkrævet for at øge effekten af lydfrekvensoscillationer til det niveau, der kræves til driften af det dynamiske hoved. Til udgangstrinene for de enkleste transistorforstærkere bruger radioamatører ofte laveffekttransistorer, det samme som i forforstærkertrinene. Dette forklares med ønsket om at gøre forstærkere mere økonomiske, hvilket især er vigtigt for bærbare batteridrevne designs. Udgangseffekten af sådanne forstærkere er lille - fra flere tiere til 100 - 150 mW, men den er også tilstrækkelig til at betjene telefoner eller dynamiske hoveder med lav effekt. Hvis spørgsmålet om at spare energi fra strømforsyninger ikke er så væsentligt, for eksempel ved strømforsyning af forstærkere fra et elektrisk belysningsnetværk, bruges kraftfulde transistorer i udgangstrinene. Hvad er driftsprincippet for en forstærker bestående af flere trin? Du kan se diagrammet af en simpel transistor to-trins lavfrekvent forstærker i (fig. 1). Se nøje på det. I det første trin af forstærkeren virker transistoren V1, i det andet transistoren V2. Her er det første trin forforstærkningstrinnet, det andet er outputtrinet. Mellem dem - afkoblingskondensator C2. Funktionsprincippet for et hvilket som helst af trinene i denne forstærker er det samme og ligner det velkendte funktionsprincip for en enkelt-trins forstærker. Den eneste forskel er i detaljerne: belastningen af transistor V1 i det første trin er modstand R2, og belastningen af transistor V2 i udgangstrinnet er telefoner B1 (eller, hvis udgangssignalet er kraftigt nok, højttalerhovedet). Forspændingen påføres bunden af transistoren i det første trin gennem modstand R1 og til bunden af transistoren i det andet trin - gennem modstand R3. Begge kaskader får strøm fra en fælles UiP-kilde, som kan være et batteri af galvaniske celler eller en ensretter. Transistorernes driftstilstande indstilles ved at vælge modstande R1 og R3, som er angivet i diagrammet med asterisker.
Ris. 1 2-trins transistorforstærker.
Effekten af forstærkeren som helhed er som følger. Elektrisk signal Forsynet via kondensatoren C1 til indgangen på det første trin og forstærket af transistoren V1, fra belastningsmodstanden R2 gennem separeringskondensatoren C2 tilføres indgangen på det andet trin. Her forstærkes den af transistor V2 og telefoner B1, forbundet til transistorens kollektorkredsløb, og omdannes til lyd. Hvilken rolle spiller kondensator C1 ved forstærkerindgangen? Den udfører to opgaver: den sender frit vekselsignalspænding til transistoren og forhindrer basen i at blive kortsluttet til emitteren gennem signalkilden. Forestil dig, at denne kondensator ikke er i indgangskredsløbet, og kilden til det forstærkede signal er en elektrodynamisk mikrofon med en lille indre modstand. Hvad vil der ske? Gennem mikrofonens lave modstand vil bunden af transistoren blive forbundet med emitteren. Transistoren vil slukke, da den vil fungere uden den indledende forspænding. Den åbner kun med negative halvcyklusser af signalspændingen. Og de positive halvcyklusser, som yderligere lukker transistoren, vil blive "afskåret" af den. Som et resultat vil transistoren forvrænge det forstærkede signal. Kondensator C2 forbinder forstærkertrinene via vekselstrøm. Det skal passere godt den variable komponent af det forstærkede signal og forsinke den konstante komponent af kollektorkredsløbet i første trins transistor. Hvis kondensatoren sammen med den variable komponent også leder jævnstrøm, vil driftstilstanden for udgangstrinstransistoren blive forstyrret, og lyden vil blive forvrænget eller forsvinde helt. Kondensatorer, der udfører sådanne funktioner kaldes koblingskondensatorer, overgangs- eller isolationskondensatorer . Indgangs- og overgangskondensatorer skal passere godt hele frekvensbåndet af det forstærkede signal - fra det laveste til det højeste. Dette krav opfyldes af kondensatorer med en kapacitet på mindst 5 µF. Brugen af koblingskondensatorer med stor kapacitans i transistorforstærkere forklares af transistorernes relativt lave indgangsmodstande. Koblingskondensatoren giver kapacitiv modstand mod vekselstrøm, som vil være mindre, jo større dens kapacitans. Og hvis det viser sig at være større end transistorens indgangsmodstand, vil en del af vekselspændingen falde over den, større end ved transistorens indgangsmodstand, hvilket vil resultere i et tab af forstærkning. Kapacitans koblingskondensator skal være i det mindste 3 - 5 gange mindre end transistorens indgangsmodstand. Derfor er der placeret store kondensatorer ved indgangen, samt til kommunikation mellem transistortrin. Her bruges normalt små elektrolytiske kondensatorer med obligatorisk overholdelse af polariteten af deres forbindelse. Disse er de mest karakteristiske træk ved elementerne i en to-trins transistor lavfrekvent forstærker. For at konsolidere i hukommelsen princippet om drift af en transistor to-trins lavfrekvent forstærker, foreslår jeg at samle, opsætte og teste de enkleste versioner af forstærkerkredsløb nedenfor. (I slutningen af artiklen vil muligheder for praktisk arbejde blive foreslået; nu skal du samle en prototype af en simpel to-trins forstærker, så du hurtigt kan overvåge teoretiske udsagn i praksis).
Simple to-trins forstærkere
Skematiske diagrammer af to versioner af en sådan forstærker er vist i (fig. 2). De er i det væsentlige en gentagelse af kredsløbet i den nu adskilte transistorforstærker. Kun de angiver detaljerne for delene og indtaster tre ekstra element: R1, NW og S1. Modstand R1 - belastning af kilden til lydfrekvensoscillationer (detektormodtager eller pickup); SZ - kondensator, der blokerer højttalerhoved B1 ved højere lydfrekvenser; S1 - strømafbryder. I forstærkeren i (fig. 2, a) virker transistorer af p-n-p-strukturen, i forstærkeren i (fig. 2, b) - i n-p-n-strukturen. I denne henseende er polariteten ved at tænde for batterierne, der driver dem, anderledes: der tilføres en negativ spænding til kollektorerne på transistorerne i den første version af forstærkeren, og en positiv spænding tilføres kollektorerne på transistorerne i den anden version. Polariteten ved at tænde for elektrolytiske kondensatorer er også anderledes. Ellers er forstærkerne helt ens.
Ris. 2 To-trins lavfrekvente forstærkere på transistorer af p - n - p strukturen (a) og på transistorer af n - p - n strukturen (b).
I enhver af disse forstærkermuligheder kan transistorer med en statisk strømoverførselskoefficient h21e på 20 - 30 eller mere fungere. En transistor med en stor koefficient h21e skal installeres i forforstærkningstrinnet (først) - Rollen af belastning B1 af udgangstrinnet kan udføres af hovedtelefoner, en DEM-4m telefonkapsel. For at drive forstærkeren skal du bruge et 3336L batteri (populært kaldet et firkantet batteri) eller netværks strømforsyning(som blev foreslået lavet i 9. lektion). Forforstærker samles på brødbræt , og overfør derefter dens dele til printkortet, hvis et sådant ønske opstår. Først skal du kun montere delene af det første trin og kondensator C2 på brødbrættet. Tænd for hovedtelefonerne mellem den højre (ifølge diagrammet) terminal på denne kondensator og den jordede leder af strømkilden. Hvis du nu forbinder forstærkerens indgang til udgangsstikkene på for eksempel en detektormodtager, der er indstillet på en radiostation, eller tilslutter en anden kilde til et svagt signal til den, lyden af en radioudsendelse eller et signal fra tilsluttet kilde vises i telefonerne. Ved at vælge modstanden R2 (det samme som ved justering af driftstilstanden for en enkelt-transistor forstærker, hvad jeg talte om i lektion 8 ), opnå den højeste lydstyrke. I dette tilfælde skal en milliammeter forbundet til transistorens kollektorkredsløb vise en strøm svarende til 0,4 - 0,6 mA. Med en strømforsyningsspænding på 4,5 V er dette den mest fordelagtige driftsform for denne transistor. Monter derefter delene af forstærkerens andet (output) trin, og tilslut telefonerne til transistorens kollektorkredsløb. Telefoner skulle nu lyde væsentligt højere. Måske vil de lyde endnu højere, efter at transistorens kollektorstrøm er sat til 0,4 - 0,6 mA ved at vælge modstand R4. Du kan gøre det anderledes: monter alle dele af forstærkeren, vælg modstande R2 og R4 for at indstille de anbefalede transistortilstande (baseret på strømmene i kollektorkredsløbene eller spændingerne på transistorernes kollektorer) og kontroller først derefter dens funktion til lydgengivelse. Denne måde er mere teknisk. Og for en mere kompleks forstærker, og du skal hovedsageligt beskæftige sig med sådanne forstærkere, er dette den eneste rigtige. Jeg håber du forstår, at mit råd om opsætning af en to-trins forstærker gælder lige meget for begge muligheder. Og hvis strømoverførselskoefficienterne for deres transistorer er omtrent de samme, skal lydstyrken for telefoner og forstærkerbelastninger være den samme. Med en DEM-4m kapsel, hvis modstand er 60 Ohm, skal kaskadetransistorens hvilestrøm øges (ved at mindske modstanden af modstanden R4) til 4 - 6 mA. Det skematiske diagram af den tredje version af en to-trins forstærker er vist i (fig. 3). Det særlige ved denne forstærker er, at i dets første trin fungerer en transistor af p - n - p-strukturen, og i den anden - en n - p - n-struktur. Desuden er bunden af den anden transistor forbundet til kollektoren af den første ikke gennem en overgangskondensator, som i forstærkeren af de to første muligheder, men direkte eller, som de også siger, galvanisk. Med en sådan forbindelse udvides frekvensområdet for forstærkede oscillationer, og driftstilstanden for den anden transistor bestemmes hovedsageligt af driftstilstanden for den første, som indstilles ved at vælge modstand R2. I en sådan forstærker er belastningen af transistoren i det første trin ikke modstanden R3, men emitter-p-n-forbindelsen af den anden transistor. Modstanden er kun nødvendig som et forspændingselement: spændingsfaldet skabt over det åbner den anden transistor. Hvis denne transistor er germanium (MP35 - MP38), kan modstanden af modstand R3 være 680 - 750 Ohm, og hvis det er silicium (MP111 - MP116, KT315, KT3102) - omkring 3 kOhms. Desværre er stabiliteten af en sådan forstærker lav, når forsyningsspændingen eller temperaturen ændres. Ellers gælder alt hvad der siges i forhold til forstærkerne af de to første muligheder for denne forstærker. Kan forstærkere strømforsynes fra en 9 V DC-kilde, for eksempel fra to 3336L eller Krona batterier, eller omvendt fra en 1,5 - 3 V kilde - fra en eller to 332 eller 316 celler? Selvfølgelig kan du: med mere højspænding strømkilde, skal belastningen af forstærkeren - højttalerhovedet - lyde højere, med en lavere - mere støjsvag. Men samtidig bør transistorernes driftstilstande være noget anderledes. Med en strømforsyningsspænding på 9 V skal den nominelle spænding af elektrolytiske kondensatorer C2 i de to første forstærkermuligheder desuden være mindst 10 V. Så længe forstærkerdelene er monteret på et brødbræt, kan alt dette nemt verificeres eksperimentelt, og de relevante konklusioner kan drages.
Ris. 3 Transistor forstærker forskellige strukturer.
At montere delene af en etableret forstærker på et permanent bord er ikke en vanskelig opgave. For eksempel viser (fig. 4) kredsløbskortet på forstærkeren af den første mulighed (i henhold til diagrammet i fig. 2, a). Skær pladen ud af getinax eller glasfiber med en tykkelse på 1,5 - 2 mm. Dens dimensioner vist på figuren er omtrentlige og afhænger af dimensionerne på de dele, du har. For eksempel, i diagrammet er modstandenes effekt angivet som 0,125 W, kapacitansen af de elektrolytiske kondensatorer er angivet som 10 μF. Men det betyder ikke, at kun sådanne dele skal installeres i forstærkeren. Effekttabet af modstande kan være enhver. I stedet for elektrolytiske kondensatorer K5O - 3 eller K52 - 1, vist på printkortet, kan der være kondensatorer K50 - 6 eller importerede analoger, også til højere nominelle spændinger. Afhængigt af de dele du har, kan dette variere. printplade forstærker Om metoder til installation af radioelementer, herunder installation af trykte kredsløb kan læses i afsnittet "skinkeradioteknologi" .
Ris. 4 Kredsløbskort på en to-trins lavfrekvent forstærker.
Enhver af de forstærkere, som jeg talte om i denne artikel, vil være nyttige for dig i fremtiden, for eksempel til en bærbar transistormodtager. Lignende forstærkere kan bruges til kablet telefonkommunikation med en ven, der bor i nærheden.
Stabilisering af transistorens driftstilstand
En forstærker af den første eller anden mulighed (ifølge diagrammerne i fig. 2), monteret og justeret indendørs, vil fungere bedre end udendørs, hvor den vil blive udsat for de varme stråler fra sommersolen eller i kulden om vinteren. Hvorfor sker dette? Fordi, desværre, når temperaturen stiger, forstyrres transistorens driftstilstand. Og den grundlæggende årsag til dette er ukontrollabel omvendt strøm kollektor Ikbo og ændringen i den statiske strømoverførselskoefficient h21E med temperaturændringer. I princippet er det nuværende Ikbo lille. Lavfrekvent germanium transistorer lav effekt, for eksempel denne strøm målt ved omvendt spænding ved kollektor-p-n-krydset på 5 V og en temperatur på 20 ° C, overstiger ikke 20 - 30 μA, og for siliciumtransistorer er det mindre end 1 μA. Men det ændrer sig markant, når det udsættes for temperatur. Med en temperaturstigning på 10°C fordobles den nuværende Ikbo for en germaniumtransistor omtrent, og en siliciumtransistor øges med 2,5 gange. Hvis f.eks. ved en temperatur på 20°C den nuværende Ikbo for en germaniumtransistor er 10 μA, stiger den til ca. 160 μA, når temperaturen stiger til 60°C. Men den nuværende Ikbo kendetegner egenskaberne af kun samler p-n krydset. Under reelle driftsforhold påføres strømkildens spænding til to p-n-forbindelser - kollektor og emitter. I dette tilfælde strømmer den omvendte kollektorstrøm også gennem emitterforbindelsen og forstærker så at sige sig selv. Som følge heraf stiger værdien af den ukontrollerede strøm, der ændrer sig under indflydelse af temperatur, flere gange. Og jo større dens andel i kollektorstrømmen, jo mere ustabil er transistorens driftstilstand under forskellige temperaturforhold. En stigning i strømoverførselskoefficienten h21E med temperaturen øger ustabiliteten. Hvad sker der i kaskaden, for eksempel på transistor V1 i forstærkeren af den første eller anden mulighed? Når temperaturen stiger, stiger den samlede kollektorkredsløbsstrøm, hvilket forårsager et stigende spændingsfald over belastningsmodstanden R3 (se fig. 3). Spændingen mellem solfangeren og emitteren falder, hvilket fører til signalforvrængning. Ved yderligere temperaturstigning kan spændingen ved kollektoren blive så lille, at transistoren slet ikke længere vil forstærke indgangssignalet. Reduktion af temperaturens effekt på kollektorstrømmen er muligt enten ved at bruge transistorer med en meget lav strøm Ikbo i udstyr designet til at arbejde med betydelige temperaturudsving. for eksempel silicium eller brug af specielle foranstaltninger, der termisk stabiliserer transistorernes tilstand. En af metoderne termisk stabilisering af driftstilstanden en germaniumtransistor med p - n - p-strukturen er vist i diagrammet i fig. 5, a. Her, som du kan se, er basismodstanden Rb ikke forbundet til strømkildens negative leder, men til transistorens kollektor. Hvad giver dette? Med stigende temperatur øger den stigende kollektorstrøm spændingsfaldet over belastningen Rн og reducerer spændingen over kollektoren. Og da basen er forbundet (gennem modstand Rb) til kollektoren, falder den negative forspænding på den også, hvilket igen reducerer kollektorstrømmen. Resultatet er feedback mellem kaskadens udgangs- og indgangskredsløb - den stigende kollektorstrøm reducerer spændingen ved basen, hvilket automatisk reducerer kollektorstrømmen. Stabilisering sker givet tilstand transistordrift. Men under driften af transistoren forekommer negativ AC-feedback mellem dens kollektor og basen gennem den samme modstand Rb, hvilket reducerer den samlede forstærkning af kaskaden. Således opnås stabiliteten af transistortilstanden på bekostning af tab i forstærkning. Det er ærgerligt, men du er nødt til at tage disse tab for at opretholde normalt arbejde forstærker
Ris. 5 forstærkertrin med termisk stabilisering af transistortilstanden.
Der er dog en måde at stabilisere transistorens driftstilstand med lidt lavere tab i forstærkningen, men dette opnås ved at komplicere kaskaden. Kredsløbet for en sådan forstærker er vist i (fig. 5, b). Transistorens hviletilstand med hensyn til jævnstrøm og spænding forbliver den samme: kollektorkredsløbsstrømmen er 0,8 - 1 mA, den negative forspænding ved basen i forhold til emitteren er 0,1 V (1,5 - 1,4 = 0,1 V). Men tilstanden er indstillet ved hjælp af to ekstra modstande: Rb2 og Re. Modstande Rb1 og Rb2 danner en divider, ved hjælp af hvilken en stabil spænding opretholdes ved basen. Emittermodstanden Re er et element termisk stabilisering . Termisk stabilisering af transistortilstanden sker som følger. Når kollektorstrømmen stiger under påvirkning af varme, øges spændingsfaldet over modstanden Re. I dette tilfælde falder spændingsforskellen mellem basen og emitteren, hvilket automatisk reducerer kollektorstrømmen. Den samme feedback opnås, kun nu mellem emitteren og basen, takket være hvilken transistortilstanden er stabiliseret. Dæk kondensatoren Se med papir eller din finger, forbundet parallelt med modstanden Re og shunt den derfor. Hvad minder dette diagram dig om nu? En kaskade med en transistor forbundet i henhold til OK-kredsløbet (emitterfølger). Dette betyder, at under drift af transistoren, når der over modstanden Re er et spændingsfald af ikke kun konstanten, men også de variable komponenter, opstår der et spændingsfald mellem emitteren og basen. 100% negativ AC-spændingsfeedback , hvorved kaskadeforstærkningen mindre end en. Men dette kan kun ske, når der ikke er nogen kondensator C3. Denne kondensator skaber en parallel bane, langs hvilken kollektorstrømmens vekselkomponent løber uden om modstanden Re og pulserer med frekvensen af det forstærkede signal, og negativ feedback ikke forekommer (kollektorstrømmens vekselkomponent går ind i den fælles tråd). Kapacitansen af denne kondensator bør være sådan, at den ikke giver nogen mærkbar modstand mod de laveste frekvenser af det forstærkede signal. I audiofrekvensforstærkningsstadiet kan dette krav opfyldes elektrolytisk kondensator med en kapacitet på 10 - 20 eller flere mikrofarader. En forstærker med et sådant system til stabilisering af transistortilstanden er praktisk talt ufølsom over for temperatursvingninger og desuden, og ikke mindre vigtigt, for skiftende transistorer. Er det sådan, at transistorens driftstilstand skal stabiliseres i alle tilfælde? Selvfølgelig ikke. Det kommer jo helt an på, hvilket formål forstærkeren er beregnet til. Hvis forstærkeren kun vil fungere derhjemme, hvor temperaturforskellen er ubetydelig, er streng termisk stabilisering ikke nødvendig. Og hvis du skal bygge en forstærker eller modtager, der fungerer pålideligt både hjemme og på gaden, så skal du selvfølgelig stabilisere transistorernes tilstand, selvom enheden skal være kompliceret med yderligere dele .
Push-pull effektforstærker
Ved at tale i begyndelsen af denne artikel om formålet med forstærkertrinene, sagde jeg, som om jeg så fremad, at i udgangstrinene, som er effektforstærkere, bruger radioamatører de samme laveffekttransistorer som i spændingsforstærkningstrinene. Så kan der naturligvis opstå et spørgsmål i dit sind, eller måske opstået: hvordan opnås dette? Jeg svarer nu. Sådanne trin kaldes push-pull effektforstærkere. Desuden kan de være transformatorbaserede, dvs. bruge transformere i dem, eller transformerløse. Dine designs vil bruge begge typer push-pull lydfrekvensoscillationsforstærkere. Lad os forstå princippet om deres arbejde. Et forenklet diagram af et push-pull transformer effektforstærkningstrin og grafer, der illustrerer dets funktion, er vist i (fig. 6). Som du kan se, indeholder den to transformere og to transistorer. Transformer T1 er mellemtrin, der forbinder pre-terminal trin med indgangen på effektforstærkeren, og transformer T2 er output. Transistorer V1 og V2 er forbundet i henhold til OE-kredsløbet. Deres emittere, som den midterste terminal af mellemtrinstransformatorens sekundære vikling, er "jordet" - forbundet til den fælles leder af strømforsyningen Ui.p. - negativ forsyningsspænding tilføres transistorkollektorerne gennem udgangstransformatorens T2 primærvikling: til kollektoren af transistoren V1 - gennem sektion Ia, til kollektoren af transistoren V2 - gennem sektion Ib. Hver transistor og de tilhørende sektioner af mellemtrinstransformatorens sekundære vikling og udgangstransformatorens primære vikling repræsenterer det sædvanlige, allerede kendte for dig enkelt-ende forstærker. Dette er nemt at verificere, hvis du dækker en af disse kaskadearme med et stykke papir. Sammen danner de push-pull forstærker strøm.
Ris. 6 Push-pull transformer effektforstærker og grafer, der illustrerer dens funktion.
Essensen af driften af en push-pull forstærker er som følger. Oscillationer af lydfrekvens (grafik i fig. 6) fra præ-terminaltrinnet føres til baserne af begge transistorer, så spændingerne på dem ændres til enhver tid i modsatte retninger, dvs. i modfase. I dette tilfælde fungerer transistorerne skiftevis i to cyklusser for hver periode af spændingen, der leveres til dem. Når der for eksempel er en negativ halvbølge ved bunden af transistoren V1, åbner den, og strømmen af kun denne transistor løber gennem sektion Ia af udgangstransformatorens primærvikling (graf b). På dette tidspunkt er transistor V2 lukket, da der er en positiv halvbølgespænding ved basen. I den næste halve cyklus vil den positive halvbølge tværtimod være baseret på transistor V1, og den negative halvbølge vil være baseret på transistor V2. Nu åbner transistor V2, og kollektorstrømmen løber gennem sektion Ib af udgangstransformatorens primærvikling (graf c), og transistor V1, der lukker, "hviler". Og så videre for hver periode med lydvibrationer, der leveres til forstærkeren. I transformatorviklingen summeres kollektorstrømmene for begge transistorer (graf d), som et resultat opnås kraftigere elektriske svingninger af lydfrekvens ved forstærkerudgangen end i en konventionel enkelt-endet forstærker. Dynamisk hoved B, forbundet til transformatorens sekundære vikling, konverterer dem til lyd. Lad os nu, ved hjælp af diagrammet i (fig. 7), forstå driftsprincippet transformerløs push-pull forstærker strøm. Der er også to transistorer, men de har forskellige strukturer: transistor Vl - p - n - p, transistor V2 - n - p - n. For jævnstrøm er transistorerne forbundet i serie og danner, som det var, en spændingsdeler af jævnstrømskilden, der fodrer dem. I dette tilfælde skabes en negativ spænding på kollektoren af transistoren V1 i forhold til midtpunktet mellem dem, kaldet symmetripunktet, svarende til halvdelen af strømkildens spænding, og på kollektoren af transistoren V2 - positiv og også lig med til halvdelen af strømkildens spænding Unp. Dynamisk hoved B er forbundet med transistorers emitterkredsløb: for transistor V1 - gennem kondensator C2, for transistor V2 - gennem kondensator C1. AC-transistorerne er således forbundet i henhold til OK-kredsløbet (udsender følgere) og arbejde på én fælles belastning - hoved B.
Ris. 7 Push-pull transformerløs effektforstærker.
Ved basen af begge forstærkerens transistorer fungerer en vekselspænding med samme værdi og frekvens, der kommer fra præterminaltrinnet. Og da transistorerne er af forskellige strukturer, fungerer de skiftevis i to cyklusser: med en negativ halvbølgespænding åbner kun transistoren V1, og i kredsløbshovedet B - kondensator C2 vises en kollektorstrømimpuls (i fig. 6 - graf b), og med en positiv halvbølge Ved halvbølge åbner kun transistoren V2 og i hovedkondensatoren C1-kredsløbet fremkommer en impuls af denne transistors kollektorstrøm (i fig. 6 - graf c). Transistorernes samlede strøm løber således gennem hovedet (graf d i fig. 6), som repræsenterer effektforstærkede lydfrekvensoscillationer, som den omdanner til lydvibrationer. Praktisk talt opnås den samme effekt som i en forstærker med transformere, men takket være brugen af transistorer af forskellige strukturer er der ikke behov for en enhed til at levere et signal til bunden af transistorerne i modfase . Du har måske bemærket en selvmodsigelse i min forklaring af push-pull effektforstærkere: ingen forspænding blev påført transistorernes baser. Du har ret, men der er ingen særlig fejl her. Faktum er, at push-pull transistorer kan fungere uden en indledende forspænding. Men så forvrængninger som "trin" , især stærkt mærket med et svagt indgangssignal. De kaldes trin, fordi de på oscillogrammet af et sinusformet signal har en trinformet form (fig. 8). Den enkleste måde at eliminere sådanne forvrængninger på er at påføre en forspænding på transistorernes baser, hvilket er, hvad der gøres i praksis.
Ris. 8 "Trin" type forvrængning.
Nu, før vi begynder at tale om forstærkere, der giver høj lydgengivelse, vil jeg introducere dig til nogle parametre og forstærkningsklasser, der kendetegner en lavfrekvent forstærker. Alle fordelene ved push-pull forstærkere vil blive diskuteret i detaljer nedenfor.
HOVEDPARAMETRE FOR LF FORSTÆRKERE
Kvaliteten og egnetheden af en forstærker til bestemte formål bedømmes af flere parametre, hvoraf de vigtigste er tre: udgangseffekt Pout, følsomhed og frekvensgang. Dette er de grundlæggende parametre, som du bør kende og forstå. Udgangseffekt er den elektriske effekt af en lydfrekvens, udtrykt i watt eller milliwatt, som en forstærker leverer til en belastning - normalt en driver med direkte stråling. I overensstemmelse med etablerede standarder skelnes der mellem nominel Rnom og maksimal effekt Pmax. Nominel effekt er den effekt, hvormed den såkaldte ikke-lineær forvrængning udgangssignal, bidraget af forstærkeren, ikke overstiger 3 - 5 % i forhold til det uforvrængede signal. Når effekten øges yderligere, øges den ikke-lineære forvrængning af udgangssignalet. Den effekt, ved hvilken forvrængning når 10 %, kaldes maksimum. Den maksimale udgangseffekt kan være 5 - 10 gange højere end den nominelle effekt, men med den er forvrængning mærkbar selv ved øret. Når vi taler om forstærkere i denne artikel, vil jeg generelt rapportere deres gennemsnitlige effektudgange og blot henvise til dem som effektudgange. Følsomheden af en forstærker er lydfrekvenssignalspændingen, udtrykt i volt eller millivolt, som skal påføres dens input, for at effekten ved belastningen kan nå den nominelle værdi. Jo lavere denne spænding er, jo naturligt bedre følsomhed forstærker For eksempel vil jeg sige: følsomheden af langt de fleste amatør- og industrielle forstærkere beregnet til at gengive signaler fra den lineære udgang fra en båndoptager, DVD-afspiller og andre kilder kan være 100 - 500 mV og op til 1V, følsomheden af mikrofonforstærkere er 1 - 2 mV. Frekvensgang - frekvensrespons (eller forstærkerens driftsfrekvensbånd) udtrykkes grafisk ved en vandret, let buet linje, der viser afhængigheden af udgangssignalspændingen Uout af dens frekvens ved en konstant indgangsspænding Uin. Faktum er, at enhver forstærker af en række årsager forstærker signaler med forskellige frekvenser ulige. Som regel er vibrationer af de laveste og højeste frekvenser i lydområdet de værst forstærkede. Derfor er linjerne - forstærkernes frekvenskarakteristika - ujævne og har nødvendigvis dips (blokeringer) i kanterne. Oscillationer af ekstremt lave og høje frekvenser, hvis forstærkning sammenlignet med fluktuationer af mellemfrekvenser (800 - 1000 Hz) falder til 30 %, anses for at være grænserne for forstærkerens frekvensbånd. Frekvensbånd af forstærkere beregnet til gengivelse musikalske værker, bør være mindst fra 20 Hz til 20 - 30 kHz, forstærkere af netværksudsendelsesmodtagere - fra 60 Hz til 10 kHz, og forstærkere af små transistormodtagere - fra cirka 200 Hz til 3 - 4 kHz. For at måle de grundlæggende parametre for forstærkere har du brug for en lydfrekvensoscillator, et vekselspændingsvoltmeter, et oscilloskop og nogle andre måleinstrumenter. De er tilgængelige i produktionsradiolaboratorier, radioelektronikklubber, og for mere produktive radioelektronikstudier bør du prøve at købe dem til dig selv, så de altid er lige ved hånden.
Forstærkningsklasser af lavfrekvente forstærkere. Forstærkningsklassens rolle i at opnå effektparametre og høj effektivitet
Indtil nu har vi ikke talt om, hvor meget energi der bruges på at skabe et forstærket signal, på at skabe en "kraftig kopi" af inputsignalet. Faktisk har vi aldrig haft sådan et spørgsmål. Det skal siges, at energileverandøren til at skabe et forstærket signal kan være et batteri eller en strømforsyning. Samtidig anses det for indlysende, at batteriet har store energireserver, og der er intet at spare på det bare for at skabe forstærket signal. Nu hvor målet er nået, hvor vi har lært at bruge en transistor til at forstærke svagt signal, lad os prøve at finde ud af, hvilken slags energi der skal leveres af sin leverandør - samlerbatteriet. Lad os prøve at finde ud af, hvor meget en watt forstærket signal koster, hvor mange watt jævnstrøm batteriet skal betale for det. Efter at have foretaget en række antagelser, forudsat at den lige sektion af inputkarakteristikken starter lige fra "nul", at der ikke er nogen bøjninger i outputkarakteristikken, at et element (f.eks. en transformer) indgår som en kollektorbelastning, hvor den konstante spænding ikke går tabt, vil vi komme til den konklusion, at i det bedste tilfælde går kun halvdelen af den strøm, der forbruges fra batteriet, ind i det forstærkede signal. Dette kan siges anderledes: effektivitet (koefficient nyttig handling) transistorforstærker ikke overstiger 50%. For hver watt udgangssignaleffekt skal du betale den dobbelte pris, to watt kollektorbatterieffekt (fig. 9).
Ris. 9 Jo højere effektivitet en forstærker har, jo mindre strøm bruger den for at skabe en given udgangseffekt.
Det er ret simpelt at bevise gyldigheden af denne konklusion. For at beregne strømforbruget fra et batteri skal du gange dets jævnspænding Ek på den forbrugte strøm, altså på den hvilende kollektorstrøm Ik.p. . transistor (Ppot. = Ek * Ik.p.) . På den anden side kan amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent ikke på nogen måde være større end hvilestrømmen, ellers vil transistoren fungere med en cutoff. I det bedste tilfælde er amplituden af den variable komponent lig med hvilestrømmen Ik.p. og hvori effektiv værdi den variable komponent af kollektorstrømmen er lig med In.ef. = 07 * Ik.p .. På samme måde kan amplituden af vekselspændingen på belastningen ikke være større end batterispændingen, ellers vil der i nogle øjeblikke ikke vises et "minus", men et "plus" på opsamleren. Og dette vil i bedste fald føre til alvorlige forvrængninger. Således den effektive værdi af udgangsspændingen Uneff. kan ikke overstige Uneff. = 07 * Ek . Nu er der kun tilbage at formere sig 07 * Ik.p.. den 07 * Ek. og finde ud af, at den maksimale effektive effekt, som forstærkeren kan levere, ikke overstiger Ref. = 0,5 * Ik.p. * Ek = W.eff. , det vil sige ikke overstiger halvdelen af strømforbruget. Denne afgørelse er endelig, men den kan appelleres. Det er muligt, på bekostning af visse ofre, at øge effektiviteten af forstærkeren, at krydse grænsen for halvtreds procent effektivitet. For at øge effektiviteten er det nødvendigt for forstærkeren at skabe et kraftigere signal ved samme strømforbrug . Og til dette har du brug for uden at øge hvilestrømmen Ik.p. Og DC spænding Ek , øge vekselkomponenterne i kollektorstrømmen I og belastningsspænding Un. Hvad forhindrer os i at øge disse to komponenter? Forvrængninger . Vi kan også øge strømmen I (for dette er det nok, for eksempel at øge indgangssignalniveauet), og spændingen Un (for at gøre dette er det nok igen at øge indgangssignalet eller øge belastningsmodstanden for (vekselstrøm). Men i begge tilfælde vil signalformen blive forvrænget, dens negative halvbølger vil blive afskåret. Og selvom f.eks. et offer virker uacceptabelt (hvem har brug for en økonomisk forstærker, hvis den producerer defekte produkter?), vil vi stadig gå efter det. For det første fordi vi ved at tillade forvrængning (og så slippe af med det), vil være i stand til at overføre forstærkeren til en mere økonomisk tilstand og øge dens effektivitet. Forstærkning uden forvrængning, når amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent ikke overstiger hvilestrømmen Ic.p., kaldes forstærkningsklasse (A). En enkelt forstærker, der fungerer i klasse A, kaldes en single-ended forstærker. Hvis en del af signalet under forstærkningen "afbrydes", hvis amplituden af kollektorstrømmens vekselkomponent er større end Ic.p., og der opstår en strømafbrydelse i kollektorkredsløbet, får vi en af de amplifikationsklasser (AB), (B) eller (C). Med forstærkning i klasse B er cutoff lig med halvcyklus, dvs. I halvdelen af perioden er der strøm i kollektorkredsløbet, og i den anden halvdel af perioden er der ingen strøm. Hvis der er strøm i mere end halvdelen af perioden, så har vi forstærkningsklasse AB, hvis mindre, klasse C. (Ofte betegner gevinstklasser med latinske bogstaver A, AB, B, C). Forestil dig, at vi ikke har én, men to identiske forstærkere, der fungerer i klasse B: den ene gengiver positive halvcyklusser af signalet, den anden - negative. Forestil dig nu, at de begge arbejder for en fælles belastning. I dette tilfælde vil vi få en normal uforvrænget belastning vekselstrøm- signalet ser ud til at være syet fra to halvdele (fig. 10).
Ris. 10 Push-pull-kaskade- og forstærkningsklasser.
Sandt nok, for at opnå et uforvrænget signal fra to forvrængede, var vi nødt til at skabe et relativt komplekst kredsløb at sy halvdelene sammen (et sådant kredsløb, som diskuteret ovenfor i denne artikel, kaldes push-pull), i det væsentlige bestående af to uafhængige forstærkningstrin. Men som forklaret ovenfor er vores tab (i I dette tilfælde at øge kompleksiteten af forstærkerkredsløbet) giver betydeligt større gevinster. Den samlede effekt, som en push-pull forstærker udvikler, er større end den effekt, som begge halvdele ville producere hver for sig. Og "omkostningerne" på en watt af udgangssignalet viser sig at være betydeligt mindre end i en enkelt-endet forstærker. I et ideelt tilfælde (switch mode) kan et watt udgangssignal opnås for det samme watt strømforbrug, det vil sige, i et ideelt tilfælde kan effektiviteten af en push-pull forstærker nå 100 procent. Den reelle effektivitet er selvfølgelig lavere: i praksis er den 67%. Men i en single-ended forstærker, der fungerer i en klasse EN, vi opnåede en effektivitet svarende til 50%, også kun i det ideelle tilfælde. Men i virkeligheden giver en single-ended forstærker dig mulighed for at opnå en effektivitet på ikke mere end 30 - 40%. Og derfor i en push-pull forstærker koster hver watt udgangseffekt os to til tre gange "billigere" end i en enkelt-cyklus forstærker. For bærbart transistorudstyr er det især vigtigt at øge effektiviteten vigtig. Jo højere virkningsgrad, desto lavere energiforbrug for solfangerbatteriet ved samme udgangseffekt. Og det betyder til gengæld, at jo højere effektiviteten er, jo sjældnere skal dette batteri skiftes, eller jo mindre kan batteriet være med en konstant levetid. Derfor bruges push-pull-forstærkere i miniaturetransistorudstyr, især i miniaturemodtagere, hvor det ser ud til, at det er nødvendigt at spare vægt og plads, også til dette formål i kredsløbet hele linjen unødvendige detaljer. Kredsløb af push-pull forstærkere til gentagelse vil blive givet i praktisk arbejde. I næsten alle kredsløb af push-pull bruges transistor slutforstærkere, klasse AB eller B. Men når der arbejdes i klassen B nogle svære at fjerne forvrængninger forekommer (på grund af bøjningen af input-karakteristikken), og denne klasse bruges sjældnere i lavfrekvente forstærkere. Klasse C bruges slet ikke i disse forstærkere på grund af forekomsten af uundgåelig forvrængning. Styrespændingen tilføres udgangstransistorerne fra den såkaldte faseinversionskaskade , lavet på en transistor i henhold til et transformerkredsløb. Der er andre ordninger basreflekser , men de udfører alle den samme opgave; de skaber to modfasespændinger, der skal påføres baserne på push-pull-transistorerne. Hvis den samme spænding påføres disse transistorer, vil de ikke fungere gennem et ur, men synkront, og derfor vil begge kun forstærke positive eller omvendt kun negative halvcyklusser af signalet. For at transistorerne i push-pull-kaskaden kan fungere skiftevis, er det nødvendigt at anvende på deres baser, som nævnt ovenfor modfasespændinger . I en faseinverter med en transformer opnås to styrespændinger ved at dele sekundærviklingen i to lige store dele. Og disse spændinger bliver antifase, fordi sekundærviklingens midtpunkt er jordet. Når et "plus" vises i dens øvre (ifølge diagrammet) ende i forhold til midtpunktet, vises et "minus" i den nedre ende i forhold til dette punkt. Og da spændingen er variabel, skifter "plus" og "minus" altid plads (fig. 11).
Ris. 11 Faseomformeren skaber to vekselspændinger, 180 grader ude af fase.
Transformer basrefleks enkel og pålidelig, den skal praktisk talt ikke sættes op. En push-pull forstærker til en transistormodtager eller en lille radio kan samles ved hjælp af et hvilket som helst af de lavfrekvente forstærkerkredsløb, der vil blive givet i praktisk arbejde eller kredsløbene i en industriel modtager. For eksempel i henhold til skemaet for modtagerne "Alpinist", "Neva-2", "Spidola" osv.
Lidt flere detaljer om den negative feedback, der blev nævnt i begyndelsen af denne artikel, når man beskrev single-endede forstærkere. Hvordan reducerer negativ feedback forvrængning og korrigerer signalformen? For at besvare dette spørgsmål skal vi huske, at bølgeformsforvrængning i det væsentlige betyder udseendet af nye harmoniske , nye sinusformede komponenter. Langs den negative feedback-kæde dukkede nye op som et resultat harmonisk forvrængning tilføres forstærkerens indgang i en sådan fase (modfase), at de dæmper sig selv. Effekten af disse harmoniske ved udgangen af forstærkeren er mindre, end den ville være uden feedback. Samtidig svækkes naturligvis også de nyttige komponenter, som et uforvrænget signal skal være sammensat af, men det er en sag, der kan fikses. For at kompensere for denne skadelige negative feedback-aktivitet kan du øge niveauet af signalet, der kommer ind i forstærkerens input, måske endda tilføje endnu et trin for at gøre dette. Negativ feedback i lavfrekvente forstærkere, især push-pull forstærkere, der fungerer i klasser AB Og B, finder meget bred anvendelse: negativ feedback giver dig mulighed for at gøre noget, der ikke kan opnås på nogen anden måde, det tillader det reducere bølgeformsforvrængning, reducere såkaldt ikke-lineær forvrængning . Negativ feedback giver dig mulighed for at udføre en anden vigtig operation: juster tonen, det vil sige i den ønskede retning lave om frekvensrespons forstærker Fig. 12 .
Ris. 12. Tilnærmet graf over amplitude-frekvensrespons (AFC) for forstærkere. En lignende graf kan karakterisere frekvensresponsen for enhver forstærker.
Denne karakteristik viser, hvordan forstærkningen ændres med signalets frekvens. For en ideel forstærker er frekvensresponsen simpelthen en lige linje: forstærkningen ved alle frekvenser er den samme for en sådan forstærker. Men i en rigtig forstærker er frekvensresponsen bøjet, oversvømmet i området med de laveste og højeste frekvenser. Det betyder, at de lave og høje frekvenser i lydområdet er mindre forstærket end mellemfrekvenserne. Årsagerne til udseendet af sådanne blokeringer i frekvensresponsen kan være forskellige, men de har en fælles rod. Ujævn gevinst på forskellige frekvenser Det viser sig, fordi kredsløbet indeholder reaktive elementer, kondensatorer og spoler, hvis modstand varierer med frekvensen. Der er mange måder at korrigere frekvensresponsen på, bl.a introduktion af frekvensafhængige elementer i feedbackkredsløbet. Et eksempel på sådanne elementer er kæden R13, C9 i forstærkeren vist i (fig. 13).
Ris. 13 Praktisk design af en transformerløs push-pull forstærker.
Modstanden i denne kæde stiger med faldende frekvens, feedbacken falder, og på grund af dette skabes en vis stigning i frekvensresponsen i de lavere frekvenser. Forstærkeren har flere negative feedback-kredsløb. Dette er kondensator C6, der forbinder kollektoren af transistoren T2 til dens base; modstand R12, som ikke kun leverer en konstant forspænding til udgangstransistorernes baser, men også en del af udgangssignalet. En kæde, der skaber feedback fra det tredje trin til det andet, men ikke i vekselstrøm, men i jævnstrøm (en sådan feedback øger forstærkerens termiske stabilitet). Det dynamiske hoved er forbundet med udgangstransistorernes kollektorkredsløb gennem en isolationskondensator C4. Modstanden af svingspolen i dette kredsløb kan være 6 - 10 ohm. Forstærkeren udvikler effekt op til 100 mW. med en indgangssignalspænding på ca. 30 - 50 mV. Der er ganske stort antal transformerløse forstærkerkredsløb ved hjælp af transistorer forskellig ledningsevne. De fleste af dem bruger sammensatte transistorer i udgangstrinnet, det vil sige, at der er to transistorer med i hver arm. Fraværet af transformere og en reduktion i antallet af koblingskondensatorer gør det muligt for sådanne forstærkere at opnå en meget god frekvensgang. Men for en nybegynder radioamatør kommer denne gevinst til en ret høj pris. Transformerløse forstærkere, og endda med sammensatte transistorer, det er ikke altid nemt at sætte op. Og derfor, hvis du endnu ikke har meget erfaring med at opsætte transistorudstyr, er det bedre at samle forstærkeren ved hjælp af et klassisk push-pull-kredsløb med transformere (fig. 14).
Ris. 14 Push-pull ULF med transformator udgangstrin.
Hovedtræk ved denne forstærker er en fast bias fra et separat batteri B2 til bunden af det første trin T1. På grund af dette forbliver kollektorstrømmen af transistoren T1 praktisk talt uændret, når spændingen på kollektorbatteriet falder ned til 3,5 V. Fra bunden af deleren R4, R5, der er forbundet med emitterkredsløbet T1, påføres en forspænding til baserne af udgangstrinstransistorerne. Og derfor, når kollektorspændingen falder, ændres forspændingen af transistorer T2, T3 ikke. Som et resultat fungerer forstærkeren ved en reduceret spænding, dog med mindre udgangseffekt (ved 3,5 V, 20 mW), men uden forvrængning. Strømforbruget fra batteri B2 overstiger ikke 500 μA. Forstærkeren har den enkleste regulator klang R6 og tilbagekoblingskredsløb R8, C8 reducerer forvrængning. Modstand R9 er nødvendig, så når B2 er slukket (det kan ske, at Bk2 åbner kredsløbet nogle brøkdele af et sekund tidligere end Bk1, ender transistor T1 ikke med en "hængende base." Kondensatorer C7, C6 er negative feedback-elementer der forhindrer selvexcitering ved supersoniske frekvenser Samme opgave udføres af kondensator C3 Transformatorer Tr1 og Tr2 tages fra Mountaineer-modtageren Et dynamisk hoved med en svingspolemodstand på omkring 4 - 6 ohm Med en kollektorspænding på 9 V. forstærkeren udvikler en effekt på 180 mW. og forbruger fra batteriet B2 strøm er ikke mere end 20 - 25 mA. Hvis du har brug for at øge udgangseffekten, kan du inkludere kraftige transistorer som T2 og T3, for eksempel P201. I i dette tilfælde skal du halvere R7 og vælge R5, så den samlede hvilekollektorstrøm T2 og T3 var 15 - 25 mA. For kraftige transistorer har du brug for en anden udgangstransformator, for eksempel med følgende data: en kerne med en tværsnit på ca. 3,5 cm2 (B17 x 17); primær vikling 330 + 330 vindinger PEV 0,31, sekundærvikling 46 vindinger PEV 0,51. Med P201 transistorer udvikler forstærkeren en udgangseffekt på 1,52 - 2 W. Opsætning af alle lavfrekvente forstærkere kommer ned til at vælge transistortilstande. Til push-pull kredsløb Det er tilrådeligt først at vælge transistorer til begge arme med lignende parametre: strømforstærkning og omvendt kollektorstrøm Hvis alle delene er i funktionsdygtig stand, og kredsløbet er samlet korrekt, begynder forstærkeren som regel straks at arbejde. Og det eneste alvorlige problem, der kan opdages, når du tænder for forstærkeren, er selv-excitering. En måde at bekæmpe dette på er at indføre afkoblingsfiltre, som forhindrer kommunikation mellem trin gennem strømforsyninger.
Praktisk arbejde
I praktisk arbejde vil jeg gerne præsentere nogle flere simple forstærkere for at gentage og konsolidere den teoretiske del af denne artikel. Eksemplerne på push-pull-forstærkere, der er givet sidst i artiklen, er også ret velegnede til gentagelse. Disse diagrammer er, ligesom mange andre tegninger, hentet fra litterære kilder fra 60'erne og 70'erne, men de har ikke mistet deres relevans. Hvorfor, spørger du, bruger jeg så forældede tegninger? Jeg vil sige, at der er mindst 2 grunde: 1). Jeg har desperat ikke tid nok til at tegne dem selv, selvom jeg stadig prøver at tegne nogle af dem. 2). Mærkeligt nok er det tegningerne fra litteraturen fra tidligere, længe glemte år, der fuldt ud afspejler essensen af de processer, der studeres. Formentlig er det ikke jagten på honorarer, som det er kutyme nu, der har en effekt, men vigtigheden af en høj kvalitet i præsentationen af materialet. Og det var ikke for ingenting, at man censurerede arbejdere i de år. spiste deres brød.
Så i stedet for transistorer P13 - P16 angivet på diagrammerne, kan du bruge MP39 - 42, MP37, MP38; fra siliciumtransistorer kan du bruge henholdsvis KT315, KT361, vær opmærksom på typen af ledningsevne og effekt af de anvendte transistorer . Hvis forstærkeren har kraftige udgangstransistorer af typen P213 - 215 i kredsløbet, kan de normalt udskiftes med siliciumkraftige transistorer af typen KT814 - 817 eller KT805, KT837, under hensyntagen til ledningsevnens type. Under alle omstændigheder, når du udskifter germaniumtransistorer med siliciumtransistorer, er det nødvendigt at justere modstandsværdierne i de udskiftede transistorers kredsløb.
En simpel transformerløs push-pull forstærker med en effekt på 1,5 W. Højfrekvente transistoren P416 bruges her for at reducere støjen fra indgangstrinnet så meget som muligt, fordi den udover at være højfrekvent også er støjsvag. I praksis kan den udskiftes med MP39 - 42, med forringelse støjegenskaber hhv. eller på siliciumtransistorer KT361 eller KT3107 med et hvilket som helst bogstav.. For at forhindre forvrængning af "trin"-typen, er en diode VD1 - D9, som du brugte i detektor modtager, på grund af hvilken der dannes en forspænding ved basen af transistorerne. Spændingen ved midtpunktet (den negative terminal på kondensator C2) vil være lig med 4,5V. Den installeres ved at vælge modstande R2, R4. Maksimalt tilladt driftsspænding kondensator C2 kan være 6V.
Flere forstærker muligheder 1., 2., tilgængelig for gentagelse af begyndende radioamatører, inklusive dem, der bruger siliciumtransistorer. Valgmuligheder vises også forforstærker og den enkleste passiv toneblok. (åbnes i et separat vindue).
|Mål: Forklar kadetterne princippet for driften af forstærkertrinnet på en bipolær transistor. Nyttige egenskaber ved negativ feedback.
Plan
Foreløbige amplifikationstrin.
Resistiv forstærkertrin.
Resistiv kaskade på en bipolær transistor.
Feedback i forstærkere.
Bestemmelse af forstærkerens hovedparametre.
Bestemmelse af forstærkerparametre ved hjælp af den aktive fire-ports metode.
Driftsparametre for transistoren.
1. Foreløbige amplifikationstrin
Formålet med forstærkeren er i sidste ende at opnå den nødvendige effekt af det forstærkede signal ved en given modstand af terminalbelastningsenheden.
Enheder som mikrofon, lydoptager, fotocelle, termoelement, detektor osv. kan bruges som indgangssignalkilde i ULF.. Belastningstyperne er også meget forskellige. De kan for eksempel være en højttaler, et måleapparat, et båndoptageroptagehoved, en efterfølgende forstærker, et oscilloskop, et relæ.
De fleste af inputkilderne nævnt ovenfor udvikler meget lave spændinger. Det giver ingen mening at levere det direkte til effektforstærkningstrinnet, da det med en så svag styrespænding er umuligt at opnå væsentlige ændringer i udgangsstrømmen og dermed udgangseffekten. Derfor omfatter forstærkerblokdiagrammet, ud over udgangstrinnet, der leverer den nødvendige effekt af det nyttige signal til belastningen, normalt også foreløbige forstærkningstrin (fig. 13.1).
2. Resistive forstærkertrin
Disse kaskader klassificeres normalt efter arten af belastningsmodstanden i transistorens udgangskredsløb. Den mest udbredte resistiv forstærkertrin, hvis belastningsmodstand er en modstand.
En transformer kan også bruges som transistorbelastning. Sådanne kaskader kaldes transformer. Men på grund af de høje omkostninger, betydelige størrelse og vægt af transformeren samt på grund af de ujævne amplitude-frekvenskarakteristika anvendes transformatorforforstærkningstrin meget sjældent. Disse kredsløb bruges hovedsageligt i udgangstrin af forstærkere.
I forforstærkertrin baseret på bipolære transistorer anvendes oftest et fælles-emitterkredsløb, der som vist ovenfor (se afsnit 7.3) har en høj spændings- og effektforstærkning, en relativt høj indgangsmodstand og tillader brugen af en fælles strømforsyning til kredsløbets emitter og kollektor.
Lad os overveje principperne for konstruktion og driftsfunktioner for de mest almindeligt anvendte forforstærkningskredsløb.
3. Resistiv kaskade på en bipolær transistor.
Det enkleste kredsløb af et resistivt forstærkertrin med en fælles emitter og strøm fra en enkelt kilde er vist i fig. 13.2. Indgangssignalet kommer ind i basen og ændrer dets potentiale i forhold til den jordede emitter. Dette fører til en ændring i basisstrømmen og derfor til en ændring i kollektorstrømmen og spændingen over belastningsmodstanden R K. Koblingskondensator MED p 1 tjener til at forhindre strømmen af DC-komponenten af basisstrømmen gennem indgangssignalkilden. Brug af en kondensator MED p2 tilføres en vekselspændingskomponent til udgangen af kaskaden U FE, der ændrer sig i overensstemmelse med loven for indgangssignalet, men overskrider den væsentligt i størrelsesorden. Vigtig rolle modstand spiller R B i basiskredsløbet, hvilket giver valget af det indledende driftspunkt på transistorens karakteristika og bestemmer DC-kaskadens driftstilstand.
For at finde ud af modstandens rolle R B lad os se på fig. 13.3, der illustrerer processen med at forstærke et signal med et fælles emitterkredsløb.
Ris. 13.3. Grafisk forklaring af processen med signalforstærkning af et fælles emitterkredsløb
I princippet kan forstærkningsprocessen afspejles af følgende forhold mellem elektriske størrelser
U m . input → jeg B m → jeg K m → jeg K m R K → (U CE m = E K – jeg K m R K) = U m . exit >> U m . input
Faktisk ser man først på fig. 13.3, EN, og derefter fig. 13.3, b, du kan sikre dig, at indgangssignalets spænding med amplitude U m . i = U VÆRE m i-fase ændrer størrelsen af basisstrømmen. Disse ændringer i basisstrømmen forårsager proportionale ændringer i kollektorstrømmen og kollektorspændingen i kollektorkredsløbet, og amplituden af kollektorspændingen (under hensyntagen til skalaen langs abscissen) viser sig at være væsentligt større end amplituden af spændingen ved basen 1.
For at opnå den mindste forvrængning af det forstærkede signal er driftspunktet R skal placeres i midten af segmentet AB belastningslinje konstrueret i familien af transistorudgangskarakteristika. Fra Fig. 13.3, b det kan ses, at positionen af driftspunktet R svarer til forspændingsstrømmen i basiskredsløbet jeg Br. For at opnå den valgte tilstand er det nødvendigt at forsyne forstærkeren med den nødvendige mængde forspændingsstrøm i basiskredsløbet. Det er hvad modstanden er til. R B i diagrammet i fig. 13.2. Modstandsværdien af denne modstand beregnes ved hjælp af formlen
(13.1)
Hvor jeg Br og jeg Kp - konstante komponenter af basen og kollektorstrømmen ved udvalgte driftspunkter R" Og R henholdsvis.
Mere effektivt er fast bias kredsløb på basen (fig. 13.4). I dette kredsløb er modstande og forbundet parallelt med strømkilden E TIL, udgør en spændingsdeler. Delingsmodstandene bestemmes ud fra åbenlyse sammenhænge:
Skillestrøm jeg d er normalt valgt indenfor
jeg D ≈ (2 ÷ 5) jeg Br (13,4)
Dette øger stabiliteten af kredsløbets driftstilstand, da ændringer i strøm i transistorens emitter- og kollektorkredsløb har ringe effekt på forspændingen. Samtidig bør delestrømmen af økonomiske årsager ikke vælges for stor, da jo højere strømmen er jeg D, jo kraftigere skal strømkilden være E TIL.
Fra diagrammet vist i fig. 13.4 kan det ses, at delemodstanden er forbundet parallelt med transistorens indgangsmodstand. Ud over at negligere den lave indre modstand af strømkilden, kan vi antage, at de er forbundet parallelt med hinanden. Derfor er det nødvendigt
dvs. en skillelinje dannet af modstande og, skal have en ret høj modstand (i størrelsesordenen flere kilo-ohm). Ellers vil kaskadens indgangsmodstand være uacceptabelt lille.
Ved konstruktion af transistorforstærkerkredsløb er det nødvendigt at træffe foranstaltninger for at stabilisere driftspunktets position på egenskaberne. Den vigtigste destabiliserende faktor, der forstyrrer den stabile drift af et transistorkredsløb, er temperaturens indflydelse. Der er forskellige metoder til termisk stabilisering af driftstilstanden for transistorkaskader. De mest almindelige af dem implementeres ved hjælp af kredsløbene vist i fig. 13.5.
Ris. 13.5. Termisk stabiliseringskredsløb for transistorkaskadetilstand: 
A - med termistor; b– med diode; V– med emitterstabiliseringskæde R E C E
I diagrammet i fig. 13,5, EN en termistor med en negativ temperaturkoefficient for modstand er inkluderet i transistorens basiskredsløb på en sådan måde, at når temperaturen stiger, falder den negative spænding ved basen på grund af et fald i termistorens modstand. I dette tilfælde er der et fald i basisstrømmen og dermed kollektorstrømmen. Som et resultat kompenseres stigningen i kollektorstrømmen forårsaget af temperaturens indflydelse af dens fald på grund af virkningen af temperaturafhængig forspænding, dvs. den samlede stigning i kollektorstrømmen vil være ubetydelig.
Et af de mulige skemaer til termisk stabilisering af transistortilstanden ved hjælp af en halvlederdiode er vist i fig. 13.5,6. I dette kredsløb er dioden forbundet i den modsatte retning, og temperaturkarakteristikken for diodens omvendte strøm skal svare til temperaturkarakteristikken for den omvendte kollektorstrøm for den anvendte transistor. Denne mulighed kan dog kun realiseres for én transistor af denne type. Ved ændring af transistoren forringes stabiliteten som regel på grund af variationen i størrelsen af den omvendte kollektorstrøm (husk at den omvendte kollektorstrøm er mest påvirket af temperaturen).
|
Det mest udbredte skema til termisk stabilisering af regimet er vist i fig. 13,5, V. I dette kredsløb, i modsætning til den faste fremadgående biasspænding taget fra modstanden, er spændingen, der vises over modstanden, tændt R E når emitterstrømmen passerer gennem den. |
|
Lad af en eller anden grund, for eksempel med en stigning i temperaturen, den konstante komponent af kollektorstrømmen øges. Fordi jeg E = jeg K+ jeg B, derefter stigningen i strøm jeg K vil få emitterstrømmen til at stige jeg E og spændingsfald over modstanden R E. Som et resultat, spændingen mellem emitter og base U BE vil falde, hvilket vil føre til et fald i basisstrømmen jeg B, og derfor den nuværende jeg K. Tværtimod, hvis kollektorstrømmen af en eller anden grund falder, vil spændingen over modstanden også falde RØh, og fremadspænding U BE vil stige. Dette vil øge basisstrømmen og kollektorstrømmen. |
I de fleste tilfælde modstanden R E omgås af en kondensator MED Dette er en ret stor kapacitet (i størrelsesordenen titusinder af mikrofarader). Dette gøres for at fjerne den vekslende komponent af emitterstrømmen fra modstanden R E.
Nu kan du finde det på internettet stor mængde kredsløb af forskellige forstærkere på mikrokredsløb, hovedsageligt TDA-serien. De har ganske gode egenskaber, god effektivitet og er ikke så dyre, og derfor er de så populære. Men på baggrund af deres baggrund forbliver transistorforstærkere, som selvom de er svære at sætte op, ikke er mindre interessante, ufortjent glemt.
Forstærker kredsløb
I denne artikel vil vi se på processen med at samle en meget usædvanlig forstærker, der fungerer i klasse "A" og kun indeholder 4 transistorer. Denne ordning blev udviklet tilbage i 1969 af den engelske ingeniør John Linsley Hood; trods sin høje alder er den stadig relevant den dag i dag.I modsætning til forstærkere på mikrokredsløb kræver transistorforstærkere omhyggelig tuning og valg af transistorer. Denne ordning er ingen undtagelse, selvom den ser ekstremt enkel ud. Transistor VT1 – input, PNP struktur. Du kan eksperimentere med forskellige PNP-transistorer med lav effekt, inklusive germanium-transistorer, for eksempel MP42. Transistorer som 2N3906, BC212, BC546, KT361 har vist sig godt i dette kredsløb som VT1. Transistor VT2 - NPN-strukturer, medium eller lav effekt, KT801, KT630, KT602, 2N697, BD139, 2SC5707, 2SD2165 er velegnede her. Der skal lægges særlig vægt på udgangstransistorerne VT3 og VT4, eller rettere deres forstærkning. KT805, 2SC5200, 2N3055, 2SC5198 er velegnede her. Du skal vælge to identiske transistorer med forstærkningen så tæt på som muligt, og den skal være mere end 120. Hvis forstærkningen af udgangstransistorerne er mindre end 120, skal du sætte en transistor med en høj forstærkning (300 eller mere) ) i førerstadiet (VT2).
Valg af forstærkerklassifikationer
Nogle klassificeringer i diagrammet er valgt baseret på kredsløbsforsyningsspændingen og belastningsmodstanden, nogle mulige muligheder vist i tabellen:
Det anbefales ikke at øge forsyningsspændingen over 40 volt; udgangstransistorerne kan svigte. Et træk ved klasse A-forstærkere er en stor hvilestrøm og som følge heraf stærk opvarmning af transistorerne. Med en forsyningsspænding på for eksempel 20 volt og en hvilestrøm på 1,5 ampere, forbruger forstærkeren 30 watt, uanset om der tilføres et signal til dens indgang eller ej. Samtidig vil der blive afgivet 15 watt varme på hver af udgangstransistorerne, og det er kraften i et lille loddekolbe! Derfor skal transistorer VT3 og VT4 installeres på en stor radiator ved hjælp af termisk pasta.
Denne forstærker er tilbøjelig til selv-excitering, så et Zobel-kredsløb er installeret ved dens udgang: en 10 Ohm modstand og en 100 nF kondensator forbundet i serie mellem jord og udgangstransistorernes fælles punkt (dette kredsløb er vist som en stiplet linje i diagrammet).
Når du tænder for forstærkeren første gang, skal du tænde for et amperemeter for at overvåge hvilestrømmen. Indtil udgangstransistorerne varmes op til Driftstemperatur, han kan flyde lidt, det er helt normalt. Når du tænder den for første gang, skal du også måle spændingen mellem udgangstransistorernes fælles punkt (kollektor VT4 og emitter VT3) og jord, der skal være halvdelen af forsyningsspændingen der. Hvis spændingen afviger op eller ned, skal du vride trimningsmodstanden R2.
Forstærkerkort:
(downloads: 405)
Tavlen er lavet efter LUT-metoden.
Forstærker jeg byggede
Et par ord om kondensatorer, input og output. Kapacitansen af indgangskondensatoren i diagrammet er angivet som 0,1 µF, men en sådan kapacitans er ikke nok. En filmkondensator med en kapacitet på 0,68 - 1 μF bør bruges som input, ellers er en uønsket afskæring af lave frekvenser mulig. Udgangskondensatoren C5 skal indstilles til en spænding, der ikke er mindre end forsyningsspændingen; du skal heller ikke være grådig med kapacitansen.
Fordelen ved dette forstærkerkredsløb er, at det ikke udgør en risiko for højttalerne højttalersystem, fordi højttaleren er forbundet via en afkoblingskondensator (C5), betyder det, at hvis der opstår en konstant spænding på udgangen, f.eks. når forstærkeren svigter, forbliver højttaleren intakt, fordi kondensatoren ikke vil tillade den konstante spænding at gå igennem.