Moderne problemer med vitenskap og utdanning. Grunnleggende metoder for å kontrollere en frekvensomformer

Når du designer frekvenskontroll av en elektrisk stasjon, er det behov for å bygge tilstrekkelige modeller som fullt ut tar hensyn til spesifikasjonene til de pågående elektromekaniske prosessene i motoren. For å teste modeller er det nødvendig å sammenligne dem med en fysisk implementert prosess på ekte utstyr; i denne forbindelse er det behov for å bestemme parametrene til ekte elektriske motorer for å sjekke modellen for tilstrekkelighet. Artikkelen beskriver en matematisk modell for vektorstyring av en asynkron elektrisk motor. Modellen lar deg overvåke elektromekaniske prosesser i en elektrisk motor under driften. Grafer over mekaniske og elektriske transiente prosesser som karakteriserer oppstarten av en elektrisk motor ble oppnådd. bygget mekaniske egenskaper elektrisk motor med vektorstyring, som tydelig viser en økning i lastområdet. Tilstrekkelighet av modellen ble vurdert. Matematiske eksperimenter og modellskaping ble utført i grafisk miljø simuleringsmodellering Simulink – applikasjon til Matlab-pakken.

inverter

matematisk modell

mekaniske egenskaper

vektorkontroll

asynkron motor

1. Vinogradov A.B. Vektorkontroll av elektriske stasjoner vekselstrøm/ GOU VPO “Ivanovo State Energy University oppkalt etter V.I. Lenin". – Ivanovo, 2008. – 297 s.

2. Likhodedov A.D. Konstruksjon av de mekaniske egenskapene til en asynkronmotor og dens testing // Moderne problemer innen vitenskap og utdanning. – 2012. – Nr. 5. – URL: http://www..09.2012).

3. Usoltsev A.A. Vektorkontroll av asynkrone motorer: en lærebok om disipliner i den elektromekaniske syklusen. – St. Petersburg, 2002.

4. Shuvalov G.A. Spar energi med frekvensomformer// Elektrisk utstyr: drift og reparasjon. – 2012. – Nr. 2.

5. Blaschke, F. Das Prinzip der Feldorientierung, die Grundlage für die Transvector-Regelung von Drehfeldmaschinen (på tysk), Siemens-Zeitschrift 45, Heft 10, 1971.

6. PLS - det er enkelt!! Vektorkontroll. – URL: http://plc24.ru/vektornoe-upravlenie/ (dato for tilgang: 09/12/2012).

Utvikling av asynkron elektrisk drift med vektorstyring

Det er vanlig å skille mellom to hovedmetoder for å kontrollere elektriske frekvensomformere som bruker halvlederfrekvensomformere som energiomformere: frekvens og vektor.

Med frekvenskontroll implementeres en av de statiske lovene for frekvenskontroll i den elektriske stasjonen (for eksempel, osv.). Ved utgangen til kontrollsystemet genereres en oppgave for frekvensen og amplituden til utgangsspenningen til omformeren. Anvendelsesområdet for slike systemer: asynkron elektrisk drift, som ikke har økte statiske og dynamiske krav, vifter, pumper og andre generelle industrielle mekanismer.

Med vektorkontroll utføres kontroll basert på de øyeblikkelige verdiene til variablene. I digitale vektorsystemer kan kontroll utføres ved å bruke ekvivalente (gjennomsnittet over det kontrolldiskrete intervallet) variabler.

I 1971 foreslo Blaschke prinsippet om å bygge et kontrollsystem asynkron motor, der en vektormodell av motoren ble brukt med orienteringen av koordinatsystemet langs rotorflukskoblingen. Dette prinsippet kalles også direkte dreiemomentkontroll. Vektorkontroll lar deg øke kontrollområdet betydelig, kontrollere nøyaktigheten og øke hastigheten til den elektriske stasjonen. Denne metoden gir direkte kontroll av motorens dreiemoment.

Dreiemomentet bestemmes av statorstrømmen, som skaper et spennende magnetfelt. Ved direkte styring av dreiemomentet er det nødvendig å endre, i tillegg til amplituden, fasen til statorstrømmen, det vil si strømvektoren. Det er her begrepet "vektorkontroll" kommer fra.

For å kontrollere strømvektoren, og følgelig posisjonen til statorens magnetiske fluks i forhold til den roterende rotoren, er det nødvendig å vite den nøyaktige posisjonen til rotoren til enhver tid. Problemet kan løses enten ved hjelp av fjernsensor rotorposisjon, eller ved å bestemme rotorposisjonen ved beregninger basert på andre motorparametere. Strømmene og spenningene til statorviklingene brukes som disse parameterne.

Billigere er en variabel frekvensomformer med vektorstyring uten en hastighetstilbakemeldingssensor, men vektorstyring krever et stort volum og høy hastighet på beregninger fra frekvensomformeren. I tillegg, for direkte dreiemomentkontroll ved lave, nær null rotasjonshastigheter, er drift av en elektrisk frekvensomformer med variabel frekvens uten turtallstilbakemelding umulig. Vektorkontroll med en hastighetstilbakemeldingssensor gir et kontrollområde på opptil 1:1000 og høyere, hastighetskontrollnøyaktigheten er hundredeler av prosent, momentnøyaktigheten er noen få prosent.

Strømforsyningen til IM og SM i vektorkontrollmodus utføres fra en omformer, som til enhver tid kan gi den nødvendige amplituden og vinkelposisjonen til statorspennings- (eller strøm)vektoren. Amplituden og posisjonen til rotorflukskoblingsvektoren måles ved hjelp av en observatør (et matematisk apparat som lar en gjenopprette umålte parametere til systemet). Avhengig av driftsforholdene til den elektriske stasjonen, er det mulig å kontrollere den elektriske motoren både i moduser med normal nøyaktighet og i moduser med økt nøyaktighet for å behandle hastigheten eller dreiemomentoppgaven. For eksempel gir en frekvensomformer en nøyaktighet for å opprettholde rotasjonshastigheten på ±2-3 % i U/f-modus, med vektorkontroll uten hastighetssensor på ±0,2 %, med full vektorkontroll med en hastighetssensor en nøyaktighet på ± 0,01 % er gitt.

Generelt prinsipp IM vektorkontroll

I fremtiden vil vi bruke følgende indekser av koordinatsystemer: a-b - fast koordinatsystem (), orientert langs aksen til fase a av statorviklingen; x-y - koordinatsystem som roterer synkront med rotoren () og orientert langs faseaksen a for dens vikling; d-q - koordinatsystem som roterer synkront med rotorflukskoblingen () og orientert i dens retning; m-n er et vilkårlig orientert koordinatsystem som roterer med en vilkårlig hastighet.

Det generelle prinsippet for å modellere og konstruere et IM-kontrollsystem er at for dette formålet brukes et koordinatsystem, konstant orientert i retning av enhver vektor som bestemmer det elektromagnetiske dreiemomentet. Da vil projeksjonen av denne vektoren på den andre koordinataksen og det tilsvarende leddet i uttrykket for det elektromagnetiske dreiemomentet være lik null, og formelt sett har den formen identisk med uttrykket for motorens elektromagnetiske dreiemoment likestrøm, som er proporsjonal i størrelse med ankerstrømmen og den magnetiske hovedfluksen.

Ved orientering av koordinatsystemet langs rotorfluksleddet ( ) øyeblikket kan representeres som:

, (1)

hvor er lekkasjeinduktansen til rotorkretsen, er induktansen til magnetiseringskretsen, er antall polpar, og er projeksjonen av statorstrømmene på aksene til koordinatsystemet.

Ved å bruke dette uttrykket er det mulig, forutsatt at rotorflukskoblingen er konstant, å kontrollere det elektromagnetiske dreiemomentet ved å endre projeksjonen av statorstrømmen til tverrgående akse. Valget av ligning for å konstruere et kontrollsystem spiller en stor rolle, fordi mange mengder, spesielt for kortsluttet blodtrykk, kan ikke måles. I tillegg påvirker dette valget betydelig kompleksiteten til systemoverføringsfunksjonene, noen ganger øker rekkefølgen av ligningene flere ganger.

For å bygge et IM-vektorkontrollsystem, må du velge vektoren i forhold til som koordinatsystemet skal orienteres mot, og det tilsvarende uttrykket for det elektromagnetiske dreiemomentet, og deretter bestemme mengdene som er inkludert i det fra ligningene for statoren og/eller rotorkrets (2):

, (2, a)

, (2, b)

hvor er spenningen til statorviklingene vektorform; - aktive motstander stator- og rotorviklinger; komponenter er assosiert med endringer i flukskobling over tid på grunn av endringer i strømmer over tid og kalles transformasjons-EMK, analogt med prosessene for eksitasjon i den tilsvarende elektriske maskinen; komponenter , - er assosiert med en endring i flukskobling på grunn av rotorrotasjon og kalles rotasjonsemf.

Hvis vi velger rotorflukskoblingen som en referansevektor og orienterer koordinatsystemet langs det slik at dets reelle akse faller sammen med retningen , vil vinkelfrekvensen for rotasjon av koordinatsystemet være lik vinkelfrekvensen til statorforsyningen, siden Fluksvektorene til statoren og rotoren roterer med samme frekvens. Bruken av rotorflukskoblingsvektoren gir teoretisk større overbelastningskapasitet til IM.

I dette tilfellet er projeksjonene til statorstrømvektoren, tatt i betraktning det faktum at , lik:

(3)

hvor er den elektromagnetiske tidskonstanten til rotoren.

La oss uttrykke flukskoblingen og vinkelfrekvensen til rotoren:

(4)

Ved å bruke projeksjonen av statorstrømmen kan således rotorflukskoblingen kontrolleres, og overføringsfunksjonen til denne kanalen tilsvarer en aperiodisk kobling med en tidskonstant lik rotorens tidskonstant; og ved hjelp av projeksjon er det mulig å uavhengig og treghetsfri styre rotorfrekvensen.

I dette tilfellet kan det elektromagnetiske dreiemomentet til IM bestemmes ved å kjenne frekvensen til rotorstrømmene for en gitt flukskobling:

, (5)

Uttrykk - bestemme forholdet mellom projeksjonene av statorstrømmen på koordinataksene, flukskobling, rotorfrekvens og elektromagnetisk dreiemoment til IM. Fra uttrykket og bevegelsesligningen følger det at dreiemomentet kan styres treghetsfritt av to inngangssignaler: flukskobling og rotorfrekvens. Disse signalene er relatert til projeksjonene av statorstrømvektoren ved uttrykk. Derfor inneholder vektorstyringsanordningen en koordinatavkoblingsenhet (RC), som utfører transformasjoner i henhold til uttrykk (3), samt en rotator som roterer statorstrømvektoren i motsatt retning av rotasjonen til IM-rotoren. Inngangssignalene for kontrollenheten vil være den lineære nettverksspenningen og frekvensen til forsyningsspenningen, tilsvarende flukskoblingen og rotorfrekvensen. Navnet på koordinatavkoblingsblokken kommer fra dens funksjon for å generere signaler som tilsvarer uavhengige (frakoblede, separerte) projeksjoner av statorstrømvektoren (Figur 1).

Ris. 1. Blokkskjema over koordinatfrakoblingsblokken.

Fra uttrykket for det elektromagnetiske momentet (5) og generell ligning bevegelse, kan du få overføringsfunksjonen til IM ved å bruke rotorfrekvenskontrollkanalen:

hvor er den mekaniske tidskonstanten. Denne overføringsfunksjonen er helt konsistent med en likestrømsmotor, så konstruksjonen av elektriske drivsystemer med vektorstyring av IM er ikke forskjellig fra likestrømsdrev.

Det skal bemerkes at kontrollenheten bare kan utføre sine funksjoner hvis blodtrykksparametrene er inkludert i overføringsfunksjoner dens koblinger tilsvarer de sanne verdiene, ellers vil flukskoblingen og rotorfrekvensen i IM og i kontrollenheten avvike fra hverandre. Denne omstendigheten skaper betydelige vanskeligheter ved implementering av vektorkontrollsystemer i praksis, fordi blodtrykksparametere endres under drift. Dette gjelder spesielt verdiene til aktive motstander.

Matematisk beskrivelse av koordinattransformasjoner

Hvis den aktuelle vektoren er representert i et fast koordinatsystem (a, b), vil overgangen til nytt system koordinater (x,y), rotert i forhold til den opprinnelige med en viss vinkel (figur 2a), utføres fra følgende relasjon til argumentene til komplekse tall:

Eller (7)

Ris. 2. Generalisert strømvektor inn ulike systemer koordinater

For et koordinatsystem som roterer med en konstant vinkelfrekvens, er vinkelen lik .

Koordinattransformasjonen kan skrives i utvidet form som følger:

Herfra kan du finne komponentene til vektoren og inn matriseform:

, (9)

hvor , er de øyeblikkelige verdiene av strømmene til de tilsvarende viklingene.

Et nødvendig element i IM vektorkontrollsystemet er en rotator som transformerer vektorkoordinater i samsvar med uttrykk (9).

For å transformere variabler fra koordinatsystemet (d,q) til koordinatsystemet (a, b), bruker vi følgende ligninger:

hvor γ er feltorienteringsvinkelen. Blokkskjemaet til rotatoren er vist i figur 3.

Ris. 3. Blokkskjema over rotatoren.

Matematisk modell for blodtrykk

Asynkronmotoren er modellert i koordinatsystemet - α, β. Ligningene som tilsvarer dette koordinatsystemet er beskrevet av ligningssystemet:

(11)

hvor: , , , - komponenter av stator- og rotorflukskoblingsvektorene i koordinatsystemer; , - komponenter av statorspenningsvektoren i koordinatsystemer; - aktiv motstand til statoren og rotorviklingene; - totale induktanser til stator- og rotorviklingene (17), (18); - koeffisienter elektromagnetisk kommunikasjon stator og rotor (12), (13); p - antall polpar; - mekanisk hastighet på rotoren; J er treghetsmomentet til motorrotoren; - motstandsmoment på motorakselen.

Verdiene av de totale induktansene til viklingene og de elektromagnetiske koblingskoeffisientene til statoren og rotoren beregnes ved å bruke formlene:

hvor: - lekkasjeinduktans; - induktans til magnetiseringskretsen,

Hvor: - induktiv reaktans spredning av stator- og rotorviklinger; - induktiv reaktans til magnetiseringskretsen; f er frekvensen til spenningen som tilføres statoren.

Ved å løse et system med differensialligninger i koordinater (11), er det mulig å oppnå en dynamisk mekanisk karakteristikk og tidskarakteristikk for tilstandsvariabler (for eksempel dreiemoment og hastighet), som gir en ide om prosessene som skjer i motoren . Komponentene til spenningen som leveres til motorens statorvikling, beregnes ved hjelp av formelen:

(19)

var du - effektiv verdi spenning tilført statoren.

Å løse ligningene reduseres til å integrere venstre og riktige deler alle differensial ligning systemer:

(20)

Nåværende avhengigheter beregnes ved å bruke ligningene:

(21)

Passdata for AD DMT f 011-6у1 er gitt i artikkelen.

Figur 4 viser en modell av en IM styrt av statorstrøm i et koordinatsystem orientert langs rotorflukskoblingen.

Ris. 4. IM vektorkontrollmodell i Simulink-miljøet:

AD - asynkron motor;

УУ - kontrollenhet, inkludert: RK - koordinatavkoblingsenhet, R - rotator;

N er belastningen, som også tar hensyn til motstanden til lagrene.

IM-vektorkontrollmodellen lar deg overvåke elektromagnetiske prosesser som oppstår i en asynkronmotor under driften.

Følgende graf (figur 5) viser de mekaniske egenskapene til en elektrisk motor med vektorkontroll, oppnådd ved modellering, sammenlignet med de mekaniske egenskapene til en elektrisk motor uten kontroller, oppnådd i et fullskala eksperiment.

Ris. 5. Sammenligning av mekaniske egenskaper.

Som du kan se fra grafen, med vektorkontroll blir den mekaniske egenskapen til en asynkronmotor stiv, som et resultat av at overbelastningsområdet utvides. De karakteristiske verdiene i området fra 0 til 153 Nm avviker litt, feilen er bare 1,11%, derfor gjenspeiler den resulterende matematiske modellen tilstrekkelig driften av en ekte motor og kan brukes til å utføre eksperimenter i ingeniørpraksis.

Konklusjon

Bruken av vektorkontroll lar deg kontrollere det elektromagnetiske dreiemomentet til den elektriske motoren direkte ved å endre amplituden og fasen til forsyningsspenningen. For å vektorstyre en asynkronmotor, må du først redusere den til en forenklet topolet maskin, som har to viklinger på statoren og rotoren, ifølge hvilke det er koordinatsystemer knyttet til statoren, rotoren og feltet. Vektorkontroll innebærer tilstedeværelse i kontrolllenken matematisk modell justerbar elektrisk motor.

De mekaniske egenskapene oppnådd under drift av den beskrevne modellen bekrefter teoretisk informasjon om vektorkontroll. Modellen er tilstrekkelig og kan brukes til videre eksperimenter.

Anmeldere:

Shvetsov Vladimir Alekseevich, doktor i tekniske vitenskaper, professor ved Institutt for RES KamchatSTU, Petropavlovsk-Kamchatsky.

Potapov Vadim Vadimovich, doktor i tekniske vitenskaper, professor ved avdelingen for Far Eastern Federal University, Petropavlovsk-Kamchatsky.

Bibliografisk lenke

Likhodedov A.D., Portnyagin N.N. MODELLERING AV VEKTORKONTROLL AV EN ASYNKRON ELEKTRISK DRIV // Moderne problemer innen vitenskap og utdanning. – 2013. – nr. 1.;
URL: http://science-education.ru/ru/article/view?id=8213 (tilgangsdato: 18.03.2019). Vi gjør deg oppmerksom på magasiner utgitt av forlaget "Academy of Natural Sciences"

Tekniske forskjeller mellom vektor- og skalarfrekvenser

omformere

Spørsmål: Vektor- og skalarfrekvensomformere er tilgjengelige på markedet, og

vektorer er betydelig dyrere. Hva er de tekniske forskjellene mellom dem?

Spørsmålet er ikke så enkelt at det kan besvares på en monosyllabisk måte. Selve vilkårene

"vektor" og "skalar" er upresise når de brukes på karakteristikken

frekvensomformere. Siden vi egentlig snakker om en variabel parameter

gjeldende, så er bruken av begrepet "skalar" generelt uakseptabelt. Fra grunnkurset

fysikere er godt klar over at en skalar mengde er en slik mengde, hver verdisom (i motsetning til en vektor) kan uttrykkes med et enkelt (reelt) tall,

Som et resultat kan settet med skalarverdier avbildes på en lineær skala (skala- derav navnet). Lengde, areal, tid, temperatur osv. er skalare mengder.Vektormengder, eller vektorer, er mengder som også har en numerisk

mening og retning. I denne forbindelse, inndelingen av frekvensomformere i skalar

og vektor er i prinsippet feil, og reflekterer ønske fra handelsledere

selskaper for å rettferdiggjøre høyere priser for en av typene omformere, visstnokå ha overlegenhet over en annen.

Når det gjelder den tekniske siden av saken, er den som følger.

Den viktigste måten å justere dreiemomentet på den elektriske motorakselen er

endring i frekvensen og størrelsen på strømmen til statorviklingene, noe som fører til en endring i dens styrke

roterende magnetfelt. De fleste frekvensomformere er utformet slik

på en måte som lar brukeren tilpasse egenskapene til utgangen

elektriske parametere for en bestemt type utstyr. For eksempel avhengig av

størrelsen på treghetsmomentet til det drevne utstyret kan angis

egenskaper for utgangsstrømmen til omformeren: lineær, parabolsk ellerhyperbolsk syn.

Så, hvis det er nødvendig å flytte en tung masse på en drevet

transportbånd, skal utgangsstrømkarakteristikken gis en hyperbolsk form. Det er tilrådelig å kjøre vannpumper og vifter i parabolsk retning

kurve, som sparer energi. Nesten alle jobber i henhold til denne algoritmen.

frekvensomformere, kalt med det ukorrekte begrepet "skalar", et mer nøyaktig navn vil være: "frekvensomformere med forhåndsinnstilt frekvens og utgangsstrøm."

Et annet effektivt middel for å øke dreiemomentet på den elektriske motorakselen er

bruken av den tredje harmoniske av utgangsstrømmen, hvis vektor, så vel som multipler av den, er mer

høye harmoniske, roterer i samme retning som den grunnleggende harmoniske strømvektoren (50

Hz), dvs. har en direkte sekvens. Andre roterer i motsatt retning

og har omvendt rekkefølge. Den totale nøytrale strømmen, beregnet med formelen:

kontroll av utgangsstrømparametere, nemlig:

1)Omformere med forhåndskonfigurerte utgangsstrømparametere.

Brukes i de fleste generelle industrielle frekvensomformere, begge med tilbakemelding

kontroll av en teknologisk parameter og uten den, inkludert pumpedrift,

vifter, transportører, transportører, ekstrudere, inkludert enkelt- ogflermotors systemer.

2)Omformere med dynamisk justering av utgangsstrømparametere. Brukes i enmotors drev av høypresisjonsteknologi

utstyr. De kan være med eller uten tilbakemelding for å kontrollere posisjonen til motorrotoren. Når det gjelder nøyaktighet og dybde på rotasjonshastighetskontroll, er de noe overlegne omformere av den første typen, men betydelig dårligere enn servoer.

Når det gjelder problemet som helhet, bør det tas i betraktning at for å løse spesifikke oppgaver Vområder av den kontrollerte stasjonen, tilsvarende elektriske motorer med sine egne

kontrollsystemer - trinnmotorer med kontrollere, servomotorer med kontrollere,

DC-motorer med kontrollere og til slutt asynkrone og synkrone

elektriske motorer med frekvensomformere. Forsøk på å skape en universell drivkraft

er åpenbart dømt til å mislykkes, siden designforskjellene mellom stasjonene

er for store, og oppgavene løst av stasjonene er rett og slett uforlignelige. Kan ikke lagefra en asynkronmotor en servomotor, og fra en synkronmotor en stepper, selv om den er innebygdden har femti stolper.

Hva å gjøre? Alt genialt er enkelt - det er nok å designe stasjonen riktig med

tar hensyn til det nødvendige dreiemomentet på akselen i det mest ugunstige frekvensområdet

rotasjon, og overlate kontrollen av den teknologiske parameteren til PID-kontrolleren, som finnes i de fleste skalaromformere. forfatter av artikkelen

mest moderne såkalte "skalære" omformere.

Bruken av en frekvensomformer er rettet mot å løse viktige problemer. De består i å kontrollere dreiemomentet og hastigheten til den elektriske motoren. Disse kravene indikerer behovet for å begrense motorstrømmen, så vel som dreiemomentet, til verdier som er tillatt. Dette gjøres under start, bremsing og også under lastendringer.

Dette er nødvendig for å begrense dynamiske sjokkbelastninger i frekvensomformermekanismen. I dette tilfellet er det overbelastninger under drift og behovet for å justere motorens dreiemoment, som utføres kontinuerlig. Også slike handlinger er nødvendige når det er nødvendig å nøyaktig støtte kreftene på mekanismen som fungerer. Eksempel i i dette tilfellet stasjoner som brukes i metallbearbeidingsmaskiner blir.

Eksistere ulike metoder frekvenskontroll, som lar deg løse ulike oppgaver ved justering av hastighet og endring av dreiemoment, blant annet - to hovedmetoder - vektor og skalar. Hver av dem har sine egne karakteristiske trekk, som bør diskuteres mer detaljert.

Den første kontrollmetoden er skalar. Egenhet skalarkontroll ligger i utbredelsen, og bruksområdet er relatert til pumpe- og viftedrift. I tillegg brukes frekvensomformere med skalarstyringsmetode der det er viktig å opprettholde en viss teknologisk parameter. Dette kan for eksempel være trykk i en rørledning. Endring av amplituden samt frekvensen til forsyningsspenningen fungerer som det grunnleggende prinsippet som denne metoden er basert på. I dette tilfellet brukes U/f-loven. Det største området for hastighetskontroll er 1:10.
Ytterligere funksjoner ved den skalære metoden er dens iboende enkle implementering. Det er også en ulempe, som er at det ikke er mulig å nøyaktig regulere akselens rotasjonshastighet. En annen funksjon er at en frekvensomformer med skalarstyring på motorakselen ikke gjør det mulig å kontrollere dreiemomentet.

Den andre metoden som brukes i frekvensomformere er vektor. Dette er en metode for å kontrollere synkrone og asynkrone motorer, der det ikke bare dannes harmoniske strømmer (spenninger) av fasene, men også gir kontroll over den magnetiske fluksen til rotoren, nemlig dreiemomentet på motorakselen. Vektorstyring brukes når lasten under drift kan endre seg med samme frekvens, dvs. det er ingen klar sammenheng mellom belastningsmoment og rotasjonshastighet, og også i tilfeller hvor det er nødvendig å oppnå et utvidet frekvenskontrollområde ved nominelle dreiemomenter.

Vektorkontrollsystemer er delt inn i to klasser - sensorløs og tilbakemelding. Omfanget lar deg definere bruken av en bestemt metode. Bruk av sensorløse systemer er mulig når hastigheten ikke endres mer enn 1:100, og vedlikeholdsnøyaktigheten ikke er mer enn ±0,5 %. Med lignende indikatorer på henholdsvis 1:1000 og ±0,01 % er det vanlig å bruke tilbakemeldingssystemer.

Fordeler med vektorkontrollmetoden er responshastigheten på endringer i belastningen, og i området med lave frekvenser er rotasjonen av motoren preget av jevnhet og fravær av rykk. Oppmerksomheten henvises til bestemmelsen på akselen under betingelsen om nullhastighet for nominell dreiemoment, hvis det er en hastighetssensor. Hastighetsjustering utføres når høy presisjon er oppnådd. Alle disse fordelene blir viktige i praksis.

KONKLUSJONER:

1. Hvis objektet for overvåking og kontroll i skalare frekvensomformere bare er statorens magnetiske felt, er objektet for overvåking og kontroll i vektormodeller både statorens og rotorens magnetfelt, eller rettere sagt, deres interaksjon i for å optimalisere dreiemomentet ved ulike hastigheter. Når det gjelder overvåkings- og kontrollmetoder, når den skalariske kontrollmetoden brukes, brukes utgangsfrekvensen og strømmen til frekvensomformeren, og i tilfelle vektorkontroll brukes utgangsfrekvensen, strømmen og dens fase.

Enhver endring eller vedlikehold av en konstant hastighet på den elektriske driften gir målrettet regulering av dreiemomentet utviklet av motoren. Dreiemomentet dannes som et resultat av samspillet mellom strømmen (flukskobling) skapt av en del av motoren med strømmen i den andre delen og bestemmes av vektorproduktet til disse to romlige dreiemomentgenererende vektorene. Derfor bestemmes størrelsen på dreiemomentet utviklet av motoren av modulene til hver vektor og den romlige vinkelen mellom dem.

Ved bygging skalære kontrollsystemer Bare de numeriske verdiene (modulene) til de dreiemomentgenererende vektorene ble kontrollert og regulert, men deres romlige posisjon ble ikke kontrollert. Vektorkontrollprinsipp ligger i det faktum at styringssystemet styrer den numeriske verdien og posisjonen i rommet i forhold til hverandre av de dreiemomentgenererende vektorene. Derfor er oppgaven med vektorkontroll å bestemme og kraftfullt etablere øyeblikkelige strømverdier i motorviklingene på en slik måte at de generaliserte vektorene av strømmer og flukskoblinger inntar en posisjon i rommet som sikrer opprettelsen av det nødvendige elektromagnetiske dreiemomentet.

Elektromagnetisk dreiemoment generert av motoren:

hvor m er designfaktoren; , 2 - romlig

vektorer av strømmer eller flukskoblinger som danner dreiemoment; X- romlig vinkel mellom momentgenererende vektorer.

Som følger av (6.53), minimumsverdier strømmer (flukskoblinger) som danner dreiemomentet vil være for den nødvendige dreiemomentverdien hvis vektorene X og 2 er vinkelrett på hverandre, dvs. X = °.

I vektorkontrollsystemer er det ikke nødvendig å bestemme den absolutte romlige posisjonen til vektorene, og 2 i forhold til stator- eller rotoraksene. Det er nødvendig å bestemme posisjonen til en vektor i forhold til en annen. Derfor tas en av vektorene for å være utgangspunkt, og posisjonen til den andre styrer vinkelen X.

Basert på dette, når du konstruerer vektorkontrollsystemer, er det tilrådelig å gå ut fra en matematisk beskrivelse av elektromagnetiske og elektromekaniske prosesser uttrykt i koordinater knyttet til basisvektoren (koordinater) Og- v). Dette matematisk beskrivelse gitt i § 1.6.

Hvis vi tar som basisvektor og retter koordinataksen Og langs denne vektoren, basert på (1.46), får vi følgende ligningssystem:

I disse ligningene? v = , siden vektoren faller sammen med koordinataksen Og.

I fig. Figur 6.31 viser et vektordiagram over strømmer og strømningskoblinger i aksene Og- v ^koordinatorientering Og langs rotorkoblingsvektoren. Fra vektordiagrammet følger det at

Ris. B.31. Vektordiagram av flukskoblinger og strømmer i akser u-v på M

Med konstant (eller langsom endring) s rotorclutch d"V u /dt= resulterer i jeg og = Og Г = yji u +i v = i v

I dette tilfellet rotorstrømvektoren G vinkelrett på rotorflukskoblingen. Siden rotorlekkasjefluksen 0 er betydelig mindre enn fluksen i maskingapet H, t så, hvis rotorflukskoblingen er konstant, kan vi anta at projeksjonen av statorstrømvektoren på koordinataksen v jeg v lik |/"| eller /

Fordelen med det vedtatte koordinatsystemet u-v for å konstruere et system for vektorkontroll av dreiemoment og hastighet til en asynkronmotor er at motormomentet (6.54) er definert som skalarproduktet av to innbyrdes perpendikulære vektorer: rotorflukskoblingen *P og den aktive komponenten av statorstrømmen. Denne definisjonen av dreiemoment er for eksempel typisk for DC-motorer uavhengig eksitering, mest praktisk for å konstruere et automatisk kontrollsystem.

Vektorkontrollsystem. Strukturdiagrammet for slik ledelse er basert på følgende prinsipper:

? et to-kanals kontrollsystem består av en kanal for stabilisering av rotorflukskoblingen og en kanal for regulering av hastighet (moment);
? begge kanalene må være uavhengige, dvs. endringer i de regulerte verdiene til en kanal bør ikke påvirke den andre;
? hastigheten (dreiemoment) kontrollkanalen kontrollerer statorstrømkomponenten /v. Algoritmen for driften av dreiemomentkontrollsløyfen er den samme som i systemer med slavehastighetskontroll av DC-motorer (se § 5.6) - utgangssignalet til hastighetsregulatoren er en referanse til motormomentet. Ved å dele verdien av denne oppgaven med rotorflukskoblingsmodulen Og vi får oppgaven for statorstrømkomponenten Jeg v (fig. 6.32);
? hver kanal inneholder en intern krets av strømmer /v og jeg og med gjeldende regulatorer som gir nødvendig kvalitet regulering;
? oppnådde nåværende verdier Jeg v og jeg og gjennom koordinattransformasjoner omdannes til verdier jeg a og / p av et tofaset fast koordinatsystem a - (3 og deretter i oppgaven med reelle strømmer i statorviklingene i et trefaset koordinatsystem a-b-c;
? Signalene om hastighet, rotorrotasjonsvinkel og strømmer i statorviklingene som er nødvendige for beregninger og tilbakemeldingsdannelse, måles av passende sensorer og blir deretter, ved hjelp av inverse koordinattransformasjoner, konvertert til verdiene av disse størrelsene som tilsvarer koordinataksene u-v.

Ris.

Et slikt kontrollsystem gir høyhastighetskontroll av dreiemoment, og følgelig hastighet i bredest mulig område (over 10 000:1). I dette tilfellet kan de øyeblikkelige dreiemomentverdiene til en asynkronmotor betydelig overstige den nominelle verdien av det kritiske dreiemomentet.

For å gjøre kontrollkanalene uavhengige av hverandre, er det nødvendig å introdusere krysskompenserende signaler e K0MPU og e compm ved inngangen til hver kanal (se fig. 6.32). Vi finner verdien av disse signalene fra statorkretsligningene (6.54). Etter å ha uttrykt og CHK 1y gjennom de tilsvarende strømmer og induktanser (1.4) og tatt i betraktning at når aksen er orientert Og langs rotorflukskoblingsvektoren Х / |у =0 får vi:

Hvor finner vi det fra?

Hvor dissipasjonskoeffisient.

Erstatter (6.55) med (6.54) og tar hensyn til det i kontrollsystemet som vurderes d x V 2u /dt = 0, får vi

eller

nye tidskonstanter; e og e v - EMF av rotasjon langs aksene u-v

For å angi uavhengige mengder jeg og og /v må kompenseres e og Og e v innføring av kompensasjonsspenninger:

For å implementere prinsippene for vektorkontroll, er det nødvendig å måle eller beregne direkte ved hjelp av en matematisk modell (estimere) modulen og vinkelposisjonen til rotorflukskoblingsvektoren. Funksjonsdiagram vektorstyring av en asynkronmotor med direkte måling av strømningen i luftgapet til maskinen ved hjelp av Hall-sensorer er vist i fig. 6,33.

Ris. B.ZZ. Funksjonsdiagram for direkte vektorstyring av en asynkronmotor

Kretsen inneholder to kontrollkanaler: en kontrollkanal (stabilisering) for rotorfluksleddet *P 2 og en hastighetskontrollkanal. Den første kanalen inneholder en ekstern rotorflukskoblingssløyfe som inneholder en PI-flukskoblingskontroller RP og flukskoblingsfeedback, hvis signal genereres ved hjelp av Hall-sensorer som måler flyten i maskingapet X? T langs aksene ai(3. De reelle fluksverdiene beregnes deretter på nytt i PP-blokken til verdiene til rotorflukskoblingen langs aksene a og p og ved hjelp av vektorfilteret VF, modulen til rotorflukskoblingen vektor er funnet, som leveres som et negativt tilbakemeldingssignal til flukskoblingsregulatoren RP og brukes i som en deler i hastighetskontrollkanalen.

I den første kanalen er den interne strømkretsen underordnet flukskoblingskretsen jeg og, som inneholder en PI-strømregulator PT1 og tilbakemelding på den faktiske verdien av strømmen / 1i, beregnet fra de virkelige verdiene til statorfasestrømmene ved bruk av faseomformeren PF2 og koordinatomformeren KP1. Utgangen til strømregulatoren PT1 er spenningsinnstillingen Ulu, som kompensasjonssignalet til den andre kanalen legges til e kshpi(6,57). Det mottatte spenningsinnstillingssignalet konverteres ved hjelp av koordinat KP2 og fase PF2 omformere til spesifiserte verdier og spenningsfaser ved utgangen av frekvensomformeren.

Rotorens flukskoblingskontrollkanal sørger for at flukskoblingen Ch* 2 forblir konstant i alle driftsmoduser for driften på nivået til den angitte verdien x P 2set. Hvis det er nødvendig å svekke feltet, kan H*^ variere innenfor visse grenser med en liten endringshastighet.

Den andre kanalen er designet for å regulere hastigheten (dreiemomentet) til motoren. Den inneholder en ekstern hastighetssløyfe og en underordnet intern strømsløyfe / 1у. Hastighetskommandoen kommer fra intensitetsgeneratoren, som bestemmer akselerasjonen og nødvendig hastighetsverdi. Hastighetstilbakemelding implementeres via en DS-hastighetssensor eller en rotorvinkelposisjonssensor.

PC-hastighetskontrolleren brukes som proporsjonal eller proporsjonal-integral, avhengig av kravene til den elektriske stasjonen. Utgangen fra hastighetsregulatoren er kommandoen for dreiemomentet utviklet av L/R-motoren. Siden dreiemomentet er lik produktet av strømmen ved rotorflukskoblingen H / 2, så ved å dele momentinnstillingsverdien i DB-delingsblokken M tilbake på Ch / 2 får vi den gjeldende innstillingsverdien, som leveres til inngangen til strømregulatoren PT2. Ytterligere signalbehandling er lik den første kanalen. Som et resultat får vi en oppgave for motorens forsyningsspenning for fase, som bestemmer verdien og romlig posisjon i hvert øyeblikk av den generaliserte statorspenningsvektoren!? Merk at signalene knyttet til variabler i - koordinatene er likestrømssignaler, og signalene som reflekterer strømmer og spenninger i luftkoordinatene er vekselstrømsignaler som bestemmer ikke bare modulen, men frekvensen og fasen til den tilsvarende spenningen og strømmen.

Det vurderte vektorkontrollsystemet blir for tiden implementert i digital form basert på mikroprosessorer. Diverse blokkskjemaer vektorkontroll, forskjellig i detalj fra den som vurderes. For øyeblikket måles ikke de faktiske verdiene av flukskoblinger av magnetiske flukssensorer, men beregnes ved hjelp av en matematisk modell av motoren, basert på målte fasestrømmer og spenninger.

Generelt kan vektorkontroll vurderes som mest effektiv metode kontroll av AC-motorer, som gir høy nøyaktighet og kontrollhastighet.

hovedide vektorkontroll er å kontrollere ikke bare størrelsen og frekvensen til forsyningsspenningen, men også fasen. Med andre ord kontrolleres størrelsen og vinkelen til romvektoren. Vektorkontroll har høyere ytelse sammenlignet med. Vektorkontroll eliminerer nesten alle ulempene med skalarkontroll.

Fordeler med vektorkontroll:

høy nøyaktighet av hastighetskontroll;
jevn start og jevn rotasjon av motoren over hele frekvensområdet;
rask respons på lastendringer: når lasten endres, er det praktisk talt ingen endring i hastighet;
økt kontrollområde og kontrollnøyaktighet;
tap på grunn av oppvarming og magnetisering reduseres, og .

Ulempene med vektorkontroll inkluderer:

behovet for å angi parametere;
store svingninger i hastighet konstant belastning;
høy beregningsmessig kompleksitet.

Generelt funksjonsdiagram av vektorkontroll

Det generelle blokkskjemaet for et høyytelses AC-hastighetskontrollsystem er vist i figuren ovenfor. Grunnlaget for kretsen er magnetisk flukskobling og dreiemomentkontrollkretser sammen med en evalueringsenhet som kan implementeres forskjellige måter. I dette tilfellet er den eksterne hastighetsreguleringssløyfen i stor grad enhetlig og genererer styresignaler for momentregulatorene M * og den magnetiske flukskoblingen Ψ * (via strømningskontrollenheten). Motorhastighet kan måles med en (hastighet/posisjon) sensor eller oppnås gjennom en estimator som tillater implementering.

Klassifisering av vektorkontrollmetoder

Siden syttitallet av det tjuende århundre har mange metoder for dreiemomentkontroll blitt foreslått. Ikke alle av dem er mye brukt i industrien. Derfor diskuterer denne artikkelen bare de mest populære administrasjonsmetodene. De diskuterte momentkontrollmetodene er presentert for kontrollsystemer med sinusformet bak-EMK.

Eksisterende momentkontrollmetoder kan klassifiseres på ulike måter.

lineære (PI, PID) regulatorer;
ikke-lineære (hysterese) regulatorer.

Hastighetskontrollområde	Hastighetsfeil 3,%	Momentstigetid, ms	Startmoment	Pris	Beskrivelse
1:10 1	5-10	Ikke tilgjengelig	Kort	Veldig lav	Den har en langsom respons på lastendringer og et lite hastighetskontrollområde, men er lett å implementere.
>1:200 2	0		Høy	Høy	Lar deg jevnt og raskt kontrollere hovedmotorparametrene - dreiemoment og hastighet. For arbeid denne metoden informasjon om rotorposisjonen er nødvendig.
>1:200 2	0		Høy	Høy	En hybridmetode designet for å kombinere fordelene med...
>1:200 2	0		Høy	Høy	Den har høy dynamikk og en enkel krets, men karakteristisk trekk driften er høy krusningsstrøm og dreiemoment.
>1:200 2	0		Høy	Høy	Den har en inverter-svitsjefrekvens som er lavere enn andre metoder og er designet for å redusere tap ved styring av elektriske motorer med høy effekt.

Merk:

Ingen tilbakemelding.
Med tilbakemelding.
I steady state

Blant vektorstyring er de mest brukte (FOC - feltorientert kontroll) og (DTC - direkte dreiemomentkontroll).

Lineære momentregulatorer

Lineære dreiemomentregulatorer fungerer sammen med pulsbreddemodulasjon(PWM) spenning. Regulatorene bestemmer den nødvendige statorspenningsvektoren i gjennomsnitt over prøvetakingsperioden. Spenningsvektoren syntetiseres til slutt ved PWM-metoden; i de fleste tilfeller brukes romvektormodulasjon (SVM). I motsetning til ikke-lineære dreiemomentkontrollkretser, der signaler behandles basert på øyeblikkelige verdier, i lineære kretser dreiemomentkontroll, den lineære regulatoren (PI) fungerer med gjennomsnittsverdier over prøvetakingsperioden. Derfor kan samplingsfrekvensen reduseres fra 40 kHz i ikke-lineære dreiemomentkontrollkretser til 2-5 kHz i lineære momentkontrollkretser.

Feltorientert kontroll

Feltorientert kontroll(POA, engelsk feltorientert kontroll, FOC) er en kontrollmetode som styrer en børsteløs vekselstrøm (,) som en likestrømsmaskin med uavhengig eksitasjon, noe som innebærer at feltet og kan styres separat.

Feltorientert kontroll, foreslått i 1970 av Blaschke og Hasse, er basert på en analogi med mekanisk svitsjet kontroll. I denne motoren er felt- og ankerviklingene separert, flukskoblingen styres av feltstrømmen, og dreiemomentet styres uavhengig av strømregulering. Dermed er flukskoblingen og dreiemomentstrømmene elektrisk og magnetisk separert.

Generelt funksjonsskjema for sensorløs feltorientert styring 1

På den annen side har børsteløse AC-motorer ( , ) oftest en trefase statorvikling, og statorstrømvektoren I s brukes til å kontrollere både fluks og dreiemoment. Dermed feltstrømmen og ankerstrømmen slått sammen inn i statorstrømvektoren og kan ikke styres separat. Separasjon kan oppnås matematisk - ved dekomponering øyeblikkelig verdi statorstrømvektoren I s inn i to komponenter: den langsgående komponenten av statorstrømmen I sd (skaper feltet) og den tverrgående komponenten av statorstrømmen I sq (skaper dreiemoment) i et roterende dq-koordinatsystem orientert langs rotorfeltet (R -FOC - rotor fluks-orientert kontroll) - bildet over. Dermed blir styring av en børsteløs AC-motor identisk med styring og kan oppnås ved hjelp av en PWM-omformer med en lineær PI-regulator og romvektorspenningsmodulasjon.

Ved feltorientert styring styres dreiemoment og felt indirekte ved å kontrollere statorstrømvektorkomponentene.

De øyeblikkelige verdiene til statorstrømmene konverteres til det roterende koordinatsystemet dq ved hjelp av Park-transformasjonen αβ/dq, som også krever informasjon om rotorposisjonen. Feltet styres gjennom den langsgående strømkomponenten I sd, mens dreiemomentet styres gjennom den tverrgående strømkomponenten I sq. Den inverse Park-transformasjonen (dq/αβ), en matematisk koordinattransformasjonsmodul, lar en beregne referansekomponentene til spenningsvektoren V sα * og V sβ * .

For å bestemme rotorposisjonen brukes enten en rotorposisjonssensor installert i den elektriske motoren eller en sensorløs kontrollalgoritme implementert i kontrollsystemet, som beregner informasjon om rotorposisjonen i sanntid basert på dataene som er tilgjengelige i kontrollsystemet.

Et blokkskjema over direkte dreiemomentkontroll med rom-vektormodulasjon med moment- og flukskoblingsjustering med tilbakemelding som opererer i et rektangulært koordinatsystem orientert langs statorfeltet er vist i figuren nedenfor. Utgangene til PI-moment- og flukskoblingskontrollerne tolkes som referansekomponentene til statorspenningen V ψ * og V M * i dq-koordinatsystemet orientert langs statorfeltet (engelsk statorflux-orientert kontroll, S-FOC). Disse kommandoene ( konstante spenninger) blir deretter konvertert til et fast koordinatsystem αβ, hvoretter kontrollverdiene V sα * og V sβ * leveres til romvektormodulasjonsmodulen.

Funksjonsdiagram av direkte dreiemomentkontroll med romvektorspenningsmodulasjon

noter det denne ordningen kan betraktes som en forenklet statorfeltorientert styring (S-FOC) uten strømreguleringssløyfe eller som en klassisk krets (PUM-TV, engelsk koblingstabell DTC, ST DTC) der koblingsbordet er erstattet av en modulator ( FVM), og en hysteresemomentkontroller og strømning erstattes av lineære PI-regulatorer.

Ved direkte dreiemomentkontroll med romvektormodulasjon (DTC-DTC), styres dreiemoment og flukskobling direkte i lukket krets, så nøyaktig estimering av motorfluks og dreiemoment er nødvendig. I motsetning til den klassiske hysteresealgoritmen, opererer den med en konstant byttefrekvens. Dette forbedrer ytelsen til kontrollsystemet betydelig: det reduserer dreiemoment og strømningspulsasjoner, slik at du trygt kan starte motoren og kjøre ved lave hastigheter. Men samtidig minker de dynamiske egenskaper kjøre.

Ikke-lineære momentkontrollere

Den presenterte gruppen av dreiemomentkontrollere avviker fra ideen om koordinattransformasjon og kontroll i analogi med kommutatormotor likestrøm, som er grunnlaget for. Ikke-lineære regulatorer foreslår å erstatte separat kontroll med kontinuerlig (hysterese) kontroll, som tilsvarer ideologien for drift (på-av) av halvlederenheter til omformeren.

Sammenlignet med feltorientert kontroll, har direkte dreiemomentkontrollskjemaer følgende egenskaper:

Fordeler:

enkel krets ledelse;
det er ingen strømkretser eller likestrømskontroll;
ingen koordinattransformasjon er nødvendig;
det er ingen separat spenningsmodulasjon;
ingen posisjonssensor nødvendig;
god dynamikk.

Feil:

en nøyaktig vurdering av statormagnetiske flukskoblingsvektor og dreiemoment er nødvendig;
sterke dreiemoment og strømpulsasjoner på grunn av den ikke-lineære (hysterese) regulatoren og variabel svitsjingsfrekvens til bryterne;
støy med et bredt spekter på grunn av variabel svitsjefrekvens.

Direkte dreiemomentkontroll

Den direkte dreiemomentkontrollmetoden med en inklusjonstabell ble først beskrevet av Takahashi og Noguchi i en IEEJ-artikkel presentert i september 1984 og senere i en IEEE-artikkel publisert i september 1986. Opplegg klassisk metode direkte dreiemomentkontroll (DTC) er mye enklere enn feltkontrollmetoden (), siden den ikke krever transformasjon av koordinatsystemer og måling av rotorposisjonen. Metodediagrammet for direkte dreiemomentkontroll (figur nedenfor) inneholder en dreiemoment- og statorfluksestimator, hysteresemoment- og flukskomparatorer, et koblingsbord og en omformer.

Prinsippet for metoden direkte dreiemomentkontroll består i å velge en spenningsvektor for samtidig styring av både dreiemoment og statorflukskobling. De målte statorstrømmene og omformerspenningene brukes til å estimere flukskobling og dreiemoment. De estimerte verdiene for statorflukskobling og dreiemoment sammenlignes med styresignalene til statorflukskoblingen ψ s * og motormoment M *, henholdsvis, gjennom en hysteresekomparator. Den nødvendige motorstyringsspenningsvektoren velges fra inklusjonstabellen basert på de digitaliserte flukskoblingsfeilene d Ψ og dreiemomentet d M generert av hysteresekomparatorer, samt basert på posisjonssektoren til statorflukskoblingsvektoren oppnådd basert på dens vinkelposisjon . Således genereres pulsene SA, S B og SC for å kontrollere omformerens strømbrytere ved å velge en vektor fra tabellen.

Klassisk direkte dreiemomentkontrollkrets med koblingsbord med hastighetssensor

Det er mange varianter av den klassiske kretsen som tar sikte på å forbedre start, overbelastningsforhold og drift på svært høye nivåer lave hastigheter, reduserer dreiemomentrippel, opererer ved variable svitsjefrekvenser og reduserer støynivåer.

Ulempen med den klassiske metoden for direkte dreiemomentkontroll er tilstedeværelsen av høye strømbølger selv i jevn tilstand. Problemet elimineres ved å øke driftsfrekvensen til omformeren over 40 kHz, noe som øker den totale kostnaden for kontrollsystemet.

Direkte selvstyre

En patentsøknad for metoden for direkte selvstyre ble innlevert av Depenbrock i oktober 1984. Blokkdiagrammet for direkte selvstyre er vist nedenfor.

Basert på statorens flukskoblingskommandoer ψ s * og strømfasekomponentene ψ sA, ψ sB og ψ sC, genererer flukskoblingskomparatorene digitale signaler d A, d B og d C, som tilsvarer aktive spenningstilstander (V 1 – V 6). Den hysteretiske momentregulatoren har et utgangssignal d M, som bestemmer nulltilstandene. Dermed setter statorflukskoblingsregulatoren tidsperioden for aktive spenningstilstander som beveger statorflukskoblingsvektoren langs gitt bane, og momentregulatoren bestemmer tidsperioden for nullspenningstilstander som opprettholder motormomentet i toleransefeltet bestemt av hysterese.

Direkte selvstyreordning

ikke-sinusformede former for flukskobling og statorstrøm;
statorflukskoblingsvektoren beveger seg langs en sekskantet bane;
det er ingen forsyningsspenningsreserve, vekselretterens evner er fullt ut brukt;
omformerens koblingsfrekvens er lavere enn den for direkte dreiemomentkontroll med et koblingsbord;
utmerket dynamikk i de konstante og svekkede feltområdene.

Merk at ytelsen til den direkte selvkontrollmetoden kan reproduseres ved hjelp av en krets med en flukshysteresebredde på 14 %.